數(shù)字幅頻均衡功率放大器

數(shù)字幅頻均衡功率放大器——硬件電路設(shè)計(jì)摘要本文設(shè)計(jì)了一個(gè)基于FPGA的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的幅頻均衡功率放大器〔硬件電路〕。系統(tǒng)由前置放大器、低通濾波、帶阻網(wǎng)絡(luò)、AD轉(zhuǎn)換、FPGA數(shù)字幅頻均衡、DA轉(zhuǎn)換及功率放大電路構(gòu)成。前置放大是采用運(yùn)放NE5532設(shè)計(jì)的同相比例放大電路，實(shí)現(xiàn)了500倍的電壓放大，通頻帶為20hz-20khz，輸出電阻為600歐；無(wú)源T型帶阻濾波器的中心頻率是10kHz，衰減為db；AD轉(zhuǎn)換電路采用16位，轉(zhuǎn)換速率250ksps的ADS8505芯片，在FPGA設(shè)計(jì)一個(gè)數(shù)字幅頻參數(shù)均衡器,補(bǔ)償前級(jí)帶阻網(wǎng)絡(luò)的頻響特性，以到達(dá)幅頻均衡的目的，通頻帶20hz-20KHz內(nèi)的電壓幅度波動(dòng)在以內(nèi)。數(shù)字幅頻均衡后的信號(hào)通過(guò)DAC5687〔采樣率500ksps〕轉(zhuǎn)換，并在OCL低頻功放電路驅(qū)動(dòng)負(fù)載，OCL功率放大電路輸出功率大于10W，轉(zhuǎn)換效率大于50%。根本實(shí)現(xiàn)題目要求。關(guān)鍵字：數(shù)字幅頻均衡；功率放大器；前置放大；帶阻濾波器；ADC;DAC；.DigitalAmplitude-FrequencyBalancedPowerAmplifier——CircuitDesignThisthesisistodesignadigitalamplitude-frequencybalancedamplifierbydigitalsignalprocessingtechnologyonFPGA.

Thesystemisconsistsofpre-amplifier,lowpassfilter,band-stopnetwork,A/Dsampling,FPGAdigitalamplitudeandfrequencyequalizationcircuit,DAconversionandpoweramplificationcircuit.

PreamplifierisacircuitwhichAmplifierwiththephaseratioconsistsbyNE5532,voltageof500-foldmagnification,whenthepassbandattenuation-0.56dbas20hz-20khz,outputresistanceis600ohm.Thecenterfrequencyofpassiveband-stopfilteris10kHz,theattenuation-11.735db,aftersamplingtheoutputsignalthroughtheAD,intheFPGA,thedesignofadigitalamplitudeandfrequencyparametersoftheequalizertocompensatetheformerlevelfrequencyresponsecharacteristicsofband-stopnetworkstoachievetheobjectiveofbalancedamplitudeandfrequency-passband20hz-20KHzrangeofthevoltagefluctuationswithinthe1.5db.

DAsamplingthesignalbydigitalamplitude-frequencybalancedintotheOCLlow-frequencypoweramplifiercircuitanddrivingtheload.

TheOCLpoweramplifiercircuitoutputpowerof12.6W,conversionefficiencyof65%.

ThisamplifiercanbetterhandlethesignaltoachievepoweramplificationKeywords:digitalamplitude-frequencyequalization;PowerAmplifier;Preamplifier;Bandstopfilter;A/D;目錄第一章緒論 51.1引言 51.2數(shù)字幅頻均衡功率放大器的優(yōu)點(diǎn)與應(yīng)用 51.3本課題的研究任務(wù)和論文介紹 61.31設(shè)計(jì)的主要任務(wù) 61.32論文的主要內(nèi)容 6第二章方案論證 72.1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)介紹 72.2前置放大電路的方案論證 72.3帶阻網(wǎng)絡(luò)電路的方案論證 72.4數(shù)字幅頻均衡的方案論證 82.5功率放大電路的方案論證 8第三章各局部電路設(shè)計(jì) 103.1前置放大電路 103.11NE5532的介紹 103.12同相比例放大電路 113.13同相比例放大組成的前置放大電路 123.2帶阻網(wǎng)絡(luò) 133.21濾波器的介紹與分類 133.22無(wú)源帶阻濾波器的設(shè)計(jì)原理 13帶阻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程 143.3數(shù)字幅頻均衡處理 183.31A/D轉(zhuǎn)換電路 183.32數(shù)字均衡的理論分析與設(shè)計(jì) 223.33D/A轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì) 243.4功率放大電路 253.41原理介紹 253.42OCL放大器的設(shè)計(jì)方法 28第四章電路調(diào)試與性能測(cè)試 34測(cè)試儀器與方法 34調(diào)試與測(cè)試數(shù)據(jù) 34測(cè)試結(jié)論 37第五章結(jié)語(yǔ) 385.1論文工作總結(jié) 385.2心得體會(huì) 38致謝 39參考文獻(xiàn) 40附錄1：英文翻譯—原文 41附錄2：英文翻譯—譯文 47第一章緒論1.1引言均衡是指對(duì)信道特性的均衡，即接收端的均衡器產(chǎn)生與信道特性相反的特性，用來(lái)減小或消除因信道的時(shí)變多徑傳播特性引起的碼間干擾.在數(shù)字通信系統(tǒng)中插入一種可調(diào)濾波器可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱為均衡器。均衡器從調(diào)整參數(shù)至形成收斂，整個(gè)過(guò)程是均衡器算法、結(jié)構(gòu)和通信變化率的函數(shù)。

均衡技術(shù)可以分為兩大類：線性和非線性均衡。這些種類是由自適應(yīng)均衡器的輸出接下來(lái)是如何控制均衡器來(lái)劃分的。判決器決定了接收數(shù)字信號(hào)比特的值并應(yīng)用門限電平來(lái)決定d(r)的值。如果d(r)沒(méi)用在反應(yīng)路徑中調(diào)整均衡器，均衡器就是線性的。另一方面，如果d(r)反應(yīng)回來(lái)調(diào)整均衡器，那么為非線性均衡。所謂數(shù)字均衡器，即數(shù)字濾波器，是指輸入、輸出均為數(shù)字信號(hào)，通過(guò)一定的預(yù)算關(guān)系改變輸入信號(hào)所含的頻率成分相比照例或?yàn)V除某些頻率成分的器件。因此，數(shù)字濾波器的概念與模擬濾波器相同，只是信號(hào)形式和實(shí)現(xiàn)濾波方法不同。當(dāng)用硬件實(shí)現(xiàn)一個(gè)數(shù)字濾波器時(shí)，所需要的元件是延時(shí)器、乘法器和加法器，當(dāng)用軟件實(shí)現(xiàn)一個(gè)數(shù)字濾波器是，它即是一段線性卷積程序。而模擬濾波器只能用硬件實(shí)現(xiàn)，其元件是R,L,C及運(yùn)算放大器或開關(guān)電容。數(shù)字濾波器的可靠性和靈活性是模擬濾波器所不能比較的。而且模擬濾波器受環(huán)境因素影響較大，品質(zhì)因素Q〔與帶寬有關(guān)〕固定，要到達(dá)高精度的要求，就要增加本錢。而數(shù)字濾波器的帶寬可以靈活地改變，無(wú)需對(duì)硬件進(jìn)行修改，且受環(huán)境因素影響較小。數(shù)字濾波器一般有兩個(gè)功能：〔1〕別離重合的信號(hào)?！?〕恢復(fù)因?yàn)槟承┰蚨冃蔚男盘?hào)。本論文設(shè)計(jì)的原理就是采用了數(shù)字濾波器的第二個(gè)功能來(lái)實(shí)現(xiàn)經(jīng)過(guò)帶組網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)幅頻均衡。幅頻均衡也就是說(shuō)這個(gè)東西可以抑制振幅失真,改善幅頻特性,提高信號(hào)復(fù)原的保真度。本論文的設(shè)計(jì)就是：一個(gè)信號(hào)通過(guò)前置放大，無(wú)源帶阻濾波器濾波，再經(jīng)過(guò)數(shù)字幅頻，改善幅頻特性，提高信號(hào)復(fù)原的保真度，最后再經(jīng)OCL功率放大器進(jìn)行功率放大。數(shù)字幅頻均衡功率放大器的優(yōu)點(diǎn)與應(yīng)用數(shù)字幅頻均衡功率放大是指信號(hào)經(jīng)過(guò)數(shù)字幅頻均衡處理后，以某頻率信號(hào)的輸出信號(hào)電壓幅度為基準(zhǔn)，在某一通頻帶范圍內(nèi)的信號(hào)電壓幅度波動(dòng)，再通過(guò)功率放大器放大。數(shù)字幅頻均衡功率放大器能更好地對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理，信號(hào)保真度高，功率轉(zhuǎn)換效率高，使產(chǎn)品具有更好的技術(shù)含量，提高產(chǎn)品的競(jìng)爭(zhēng)力度。在近代電信設(shè)備和各類控制系統(tǒng)中，數(shù)字濾波器應(yīng)用極為廣泛，如語(yǔ)音處理、圖像處理、通信、電視、雷達(dá)、聲納、生物醫(yī)學(xué)信號(hào)處理、音樂(lè)等。除了以上領(lǐng)域，數(shù)字濾波器在軍事上被大量應(yīng)用于導(dǎo)航、制導(dǎo)、電子對(duì)抗、戰(zhàn)場(chǎng)偵察；在電力系統(tǒng)中被應(yīng)用于能源分布規(guī)劃和自動(dòng)檢測(cè)；在環(huán)境保護(hù)中被應(yīng)用于對(duì)空氣污染和噪聲干擾的自動(dòng)監(jiān)測(cè)，在經(jīng)濟(jì)領(lǐng)域中被應(yīng)用于股票市場(chǎng)預(yù)測(cè)和經(jīng)濟(jì)效益分析，等等。1.3本課題的研究任務(wù)和論文介紹1.31設(shè)計(jì)的主要任務(wù)數(shù)字幅頻均衡功率放大器是對(duì)傳統(tǒng)功率放大器的開展，具有不失真，效率高等特性，是各種功放的較好的選擇.本課題的主要任務(wù)是設(shè)計(jì)并制作一個(gè)數(shù)字幅頻均衡功率放大器.該放大器包括前置放大電路，帶阻網(wǎng)絡(luò)電路，數(shù)字幅頻均衡，與及低頻功率放大電路。我的任務(wù)是做前置放大，帶阻網(wǎng)絡(luò)和低頻功率放大器三個(gè)局部。前置放大電路的要求是小信號(hào)電壓放大倍數(shù)大于400倍，-1db的通頻帶為20HZ—20KHZ，輸出電阻為600.帶阻網(wǎng)絡(luò)是對(duì)前置放大電路輸出的電壓進(jìn)行濾波，以10KHZ時(shí)輸出信號(hào)V2電壓幅度為基準(zhǔn)，最大衰減大于10db數(shù)字幅頻后，輸出電壓幅度波動(dòng)在1.5db以內(nèi)，功率放大器要求對(duì)經(jīng)過(guò)數(shù)字幅頻均衡處理的V3信號(hào)進(jìn)行功率放大，輸出功率要大于10w，輸入正弦信號(hào)vi有效值為5mv，功放器接8的電阻，在-3db的通頻帶為20hz-20khz,功率放大電路的效率大于60%。1.32論文的主要內(nèi)容 首先對(duì)電路的各局部進(jìn)行方案比照，選好適宜的各個(gè)方案；方案選好后，對(duì)其具體分析：前置放大帶電路的放大倍數(shù)計(jì)算，幅頻特性等；帶阻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程，低通變高通再到帶阻濾波器，以及各具體電路幅頻特性，AD電路設(shè)計(jì)，OCL功率放大器的的具體設(shè)計(jì)過(guò)程。為了使設(shè)計(jì)根本到達(dá)設(shè)計(jì)要求，最后要對(duì)各個(gè)電路進(jìn)行調(diào)試，調(diào)試完畢后要進(jìn)行性能測(cè)試，并記錄測(cè)試數(shù)據(jù)，對(duì)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行分析總結(jié)。.第二章方案論證系統(tǒng)結(jié)構(gòu)介紹本文設(shè)計(jì)了一個(gè)數(shù)字幅頻均衡功率放大器。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由前置放大電路、帶阻網(wǎng)絡(luò)、數(shù)字幅頻均衡和低頻功率放大電路組成，其組成框圖如圖2-1所示。圖2-1：系統(tǒng)框圖2.2前置放大電路的方案論證前置放大要求放大400倍以上，在此我設(shè)計(jì)為500倍，為此要挑選適當(dāng)?shù)男酒?。方案一：采用三極管放大，也可以到達(dá)設(shè)計(jì)要求，但是采用三極管電路過(guò)于復(fù)雜，放大倍數(shù)計(jì)算也相比照較麻煩。方案二：選用NE5532，輸出驅(qū)動(dòng)能力600Ω，輸入噪聲電壓5nV/√Hz，交流電壓增益符合設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)換速率：9V/μs，電路設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，便于計(jì)算。芯片價(jià)格也相對(duì)廉價(jià)。信號(hào)輸出信號(hào)輸入采用信號(hào)輸出信號(hào)輸入采用NE5532二級(jí)放大采用NE5532一級(jí)放大圖2-2：前置放大框圖主要考慮的技術(shù)指標(biāo)是帶寬、電壓增益、轉(zhuǎn)換速率、噪聲和電流消耗，芯片價(jià)格等作出比較后，最終選用NE3352做為前置放大電路的芯片。2.3帶阻網(wǎng)絡(luò)電路的方案論證方案一：采用有源帶阻濾波器。低通和高通單獨(dú)設(shè)計(jì)，并使輸入并聯(lián)和兩個(gè)輸出相加，再用反向放大器求和，并提供增益。有源濾波器：由無(wú)源元件(一般用R和C)和有源器件(如集成運(yùn)算放大器〕組成。有源濾波器具有能量損耗低，負(fù)載效應(yīng)不明顯，多級(jí)相聯(lián)時(shí)相互影響很小，濾波器的體積小、重量輕、不需要磁屏蔽(由于不使用電感元件〕；但通帶范圍受有源器件(如集成運(yùn)算放大器〕的帶寬限制，需要直流電源供電，可靠性不如無(wú)源濾波器高。方案二：采用無(wú)源帶阻濾波器。先把歸一化低通濾波器變成高通網(wǎng)絡(luò)，再用同樣的方法，把高通元件諧調(diào)在中心頻率上。高通濾波器對(duì)直流的響應(yīng)變換成帶阻網(wǎng)絡(luò)的中心頻率響應(yīng)。僅由無(wú)源元件(R、L和C)組成的濾波器，它是利用電容和電感元件的電抗隨頻率的變化而變化的原理構(gòu)成的。具有電路比較簡(jiǎn)單，不要直流電源供電，損耗較低，可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。通過(guò)比照，根據(jù)設(shè)計(jì)要求，在此選用無(wú)源帶阻濾波器制作帶阻網(wǎng)絡(luò)。數(shù)字幅頻均衡的方案論證 方案一：采用ARM〔嵌入式系統(tǒng)〕實(shí)現(xiàn)數(shù)字均衡基于精簡(jiǎn)指令集〔RISC〕的32位ARM微控制器具有一定的數(shù)字信號(hào)處理能力，可以用來(lái)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的數(shù)字均衡器，但當(dāng)均衡器的功能及性能要求較高時(shí)，ARM就不能勝任了。方案二：采用基于DSP的數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)數(shù)字信號(hào)處理器具有強(qiáng)大的數(shù)字信號(hào)處理功能，能夠勝任較為復(fù)雜的音頻信號(hào)的各種處理功能，速度快，功耗低。方案三：利用大規(guī)模可編程器件實(shí)現(xiàn)的算法是以邏輯運(yùn)算完成的最大優(yōu)越性在于“高速”，實(shí)現(xiàn)算法的系統(tǒng)延時(shí)非常小?？紤]課題的要求在FPGA上實(shí)現(xiàn)，本文選擇方案三，而且FPGA具有快速的數(shù)據(jù)處理能力，能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定。功率放大電路的方案論證方案一：甲類放大器甲類放大器，是指電流連續(xù)地流過(guò)所有輸出器件的一種放大器。A類放大器在結(jié)構(gòu)上，還有兩類不同的工作方式。其中一類是將兩個(gè)射極跟隨器相聯(lián)工作，其偏置電流要增加到在正常負(fù)載下有足夠的電流流過(guò)，而不使任一器件截止。這一措施的最大優(yōu)點(diǎn)是它不會(huì)突然地耗盡輸出電流，如果負(fù)載阻抗低于標(biāo)定值，放大器會(huì)短期出現(xiàn)截止現(xiàn)象，在失真上可能略有增加，但不致出現(xiàn)直感上的嚴(yán)重缺陷。另一類可稱作為控制電流源型(VCIS)，它本質(zhì)上是一個(gè)單獨(dú)的射極跟隨器，并帶有一個(gè)有源發(fā)射極負(fù)載，以到達(dá)適宜的電流泄放。但甲類功率放大器的能量轉(zhuǎn)換的效率太低，主要用于電壓放大，在功率放大電路中較少應(yīng)用。方案二：乙類放大器乙類放大器，是指器件導(dǎo)通時(shí)間為50％的一種工作類別。乙類放大器的偏置使推挽的晶體管在無(wú)驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)，處于低電流狀態(tài)，當(dāng)加上驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)，一對(duì)管子中的一只在半周期內(nèi)電流上升，而另一只管子那么趨向截止，到另一半周期時(shí)，情況相反，由于兩管輪流工作，必須采用推挽電路才能放大完整的信號(hào)波形。乙類放大器的優(yōu)點(diǎn)在于效率較高，理論上可以到達(dá)78%。但輸出波形嚴(yán)重失真。方案三：甲乙類放大器甲乙類放大器，實(shí)際上是甲類和乙類的結(jié)合，每個(gè)器件的導(dǎo)通時(shí)間在50—100％之間，依賴于偏置電流的大小和輸出電平。甲乙類放大器的優(yōu)點(diǎn)在于它比甲類提高了小信號(hào)輸入時(shí)的效率，隨著輸出功率的增大，效率也增高，相對(duì)于乙類，也能保持更好的失真度。方案四：丙類放大器丙類放大器，是指器件導(dǎo)通時(shí)間小于50％的工作類別。這類放大器，一般用于射頻放大。方案五：丁類放大器這類放大器，其特點(diǎn)是斷續(xù)地轉(zhuǎn)換器件的開通，可控制信號(hào)的占空比以使它的平均值能代表音頻信號(hào)的瞬時(shí)電平，這種情況被稱為脈寬調(diào)制(PWM)，其效率在理論上來(lái)說(shuō)是很高的。但是，實(shí)際困難還是非常大的。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，本設(shè)計(jì)中采用甲乙類改良的OCL功率放大器。根據(jù)以上的方案，總體設(shè)計(jì)是采用NE5532運(yùn)放進(jìn)行500倍的放大，在-1db的通頻帶為20hz-20khz，信號(hào)再傳送到無(wú)源帶阻濾波器，衰減大于10db，再通過(guò)AD采樣等對(duì)20HZ～20KHZ信號(hào)進(jìn)行幅頻均衡，輸出后進(jìn)過(guò)OCL功率放大器進(jìn)行功率放大。以下是總體設(shè)計(jì)框圖:圖3-1數(shù)字幅頻均衡功率放大器總體電路框圖第三章各局部電路設(shè)計(jì)3.1前置放大電路NE5532的介紹NE5532是一種雙運(yùn)放高性能低噪聲運(yùn)算放大器。相比較大多數(shù)標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)算放大器，如1458，它顯示出更好的噪聲性能，提高輸出驅(qū)動(dòng)能力和相當(dāng)高的小信號(hào)和電源帶寬。這使該器件特別適合應(yīng)用在高品質(zhì)和專業(yè)音響設(shè)備，儀器和控制電路和通道放大器。NE5532特點(diǎn)：?小信號(hào)帶寬：10MHZ?輸出驅(qū)動(dòng)能力：600Ω，10V有效值?輸入噪聲電壓：5nV/√Hz(典型值)?直流電壓增益：50000?交流電壓增益：2200-10KHZ?功率帶寬：140KHZ?轉(zhuǎn)換速率：9V/μs?大的電源電壓范圍：±3V-±20V?單位增益補(bǔ)償NE5532引腳圖：圖3-3：NE5532的管腳圖NE5532的極限參數(shù)：參數(shù)符號(hào)NE5532單位電源電壓Vcc±22V差分輸入電壓Vdif±13V輸入電壓Vi提供電壓V功耗，TA=25PD1100mW工作溫度TOPR0~70℃3.12同相比例放大電路同相比例放大電路如圖3-2所示，信號(hào)電壓通過(guò)電阻加到運(yùn)放的同相輸入端，輸出電壓通過(guò)電阻和反應(yīng)到運(yùn)放的反相輸入端，構(gòu)成電壓串聯(lián)負(fù)反應(yīng)放大電路。圖3-2：同相比例放大電路利用虛短虛斷，可得：3-13-2所以：3-3同理:3-4可得前置放大電路的放大倍數(shù)：3-5要滿足電壓放大倍數(shù)大于400倍的要求而使用運(yùn)放兩級(jí)放大，可得到：3-6同相比例放大組成的前置放大電路電路使用了運(yùn)放NE5532。采用兩級(jí)放大以提高前置放大電路的增益。電路如圖3-4所示：Vo ViVo Vi圖3-4：前置放大電路前一級(jí)電阻是500K的變阻器，可以調(diào)節(jié)電阻值的大??；第二級(jí)也是同向比例運(yùn)算電路，放大倍數(shù)是21倍。電路使用電容耦合和濾波。在最后接了一個(gè)有源的低通濾波器和一個(gè)跟隨放大器，低通濾波器的參數(shù)是：-1dB通頻帶為20Hz~20KHz。跟隨器的作用是阻抗匹配和級(jí)間隔離。前置放大仿真圖3.2帶阻網(wǎng)絡(luò)3.21濾波器的介紹與分類1.濾波器的功能濾波器的功能就是允許某一局部頻率的信號(hào)順利的通過(guò)，而另外一局部頻率的信號(hào)那么受到較大的抑制，它實(shí)質(zhì)上是一個(gè)選頻電路。濾波器中，把信號(hào)能夠通過(guò)的頻率范圍，稱為通頻帶或通帶；反之，信號(hào)受到很大衰減或完全被抑制的頻率范圍稱為阻帶；通帶和阻帶之間的分界頻率稱為截止頻率；理想濾波器在通帶內(nèi)的電壓增益為常數(shù)，在阻帶內(nèi)的電壓增益為零；實(shí)際濾波器的通帶和阻帶之間存在一定頻率范圍的過(guò)渡帶。2.濾波器的分類(1〕按所處理的信號(hào)分為模擬濾波器和數(shù)字濾波器兩種。(2〕按所通過(guò)信號(hào)的頻段分為低通、高通、帶通和帶阻濾波器四種。低通濾波器：允許信號(hào)中的低頻或直流分量通過(guò)，抑制高頻分量或干擾和噪聲。高通濾波器：允許信號(hào)中的高頻分量通過(guò)，抑制低頻或直流分量。帶通濾波器：允許一定頻段的信號(hào)通過(guò)，抑制低于或高于該頻段的信號(hào)、干擾和噪聲。帶阻濾波器：抑制一定頻段內(nèi)的信號(hào)，允許該頻段以外的信號(hào)通過(guò)。無(wú)源帶阻濾波器的設(shè)計(jì)原理帶通濾波器可用如下方法得到：首先設(shè)計(jì)一個(gè)截止頻率等于要求的帶寬(20HZ-20KHZ)的低通濾波器,然后把每個(gè)元件諧調(diào)到需要的中心頻率上。低通濾波器對(duì)直流的響應(yīng)相當(dāng)于帶通濾波器對(duì)中心頻率的響應(yīng)。帶阻濾波器的設(shè)計(jì)是：首先吧歸一化低通濾波器變化成高通網(wǎng)絡(luò)，其截止頻率等于要求的帶寬，并且有需要的阻抗。而然后用帶通濾波器同樣的方法，把每個(gè)高通元件諧調(diào)在中心頻率上。這相當(dāng)于用一個(gè)新的變量代替高通傳遞函數(shù)中的頻率變量。新的變量由下式給出3-7結(jié)果，高通濾波器對(duì)直流的響應(yīng)變換成帶阻網(wǎng)絡(luò)對(duì)中心頻率的響應(yīng)。帶阻濾波器的帶寬響應(yīng)效果等于高通濾波器的頻率響應(yīng)。當(dāng)然，負(fù)頻率僅有嚴(yán)格的理論意義，所以，只有相當(dāng)于正頻率的響應(yīng)波形是可用的。和帶通濾波器一樣，響應(yīng)曲線具有幾何對(duì)稱性。設(shè)計(jì)步驟可以歸納如下：1.使帶阻濾波器技術(shù)指標(biāo)歸一化，并選擇歸一化低通濾波器，此濾波器要提供所需要的衰減，使陡度系數(shù)不超過(guò)求出的數(shù)值。2.把歸一化低通濾波器變換為歸一化高通濾波器。然后，把高通濾波器標(biāo)定到截止頻率〔他等于要求的帶寬〕和規(guī)定的阻抗值。個(gè)電容，每個(gè)電容并聯(lián)一個(gè)電感。這樣，使每個(gè)并聯(lián)支路可調(diào)諧在中心頻率上從而完成了設(shè)計(jì)工作。這種變換的電路支路歸納在下表中。表3-1：高通到帶阻的變換高通支路帶阻結(jié)構(gòu)電路元件值ⅠL=ⅡC=ⅢⅣ 3帶阻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程1.歸一化低通濾波器電路圖3-5中心頻率在10khz，最大衰減大于10db，根據(jù)《電子濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)》[阿瑟.B.威廉斯]中的12-13表,可設(shè)計(jì)電路圖3-5:歸一化低通濾波器

圖3-6：低通濾波器的頻率響應(yīng)曲線2.用電容代替電感，電感代替電容，而新的元件值為愿元件值的倒數(shù)。變換后的結(jié)構(gòu)電路圖3-7圖3-7：變換后的歸一化高通濾波器圖3-8：高通濾波器的頻率響應(yīng)電容被Z*FSF除，電感被Z/FSF乘，Z為輸出電阻值600，F(xiàn)SF〔頻率標(biāo)度系數(shù)〕為。頻率和阻抗標(biāo)度后的高通濾波器3-9圖3-9：頻率和阻抗標(biāo)度后的高通濾波器圖3-10：頻率和阻抗標(biāo)度后的高通濾波器的頻率響應(yīng)曲線3.為了使高通變成帶阻，用并聯(lián)電感使每個(gè)電容與電感諧振，而用串聯(lián)電容，使每個(gè)電感與電容諧振。對(duì)于串聯(lián)，調(diào)頻電感由下式給出：3-8并聯(lián)電感諧振電容由下式?jīng)Q定：3-9最后濾波器如下電路圖3-11所示。圖3-11：變換后的帶阻濾波器圖3-12：帶阻濾波器的頻率響應(yīng)曲線中心頻率=10khz，衰減db.頻率的衰減和電感的Q值有關(guān)，而最小Q值要求增大一個(gè)因數(shù)后等于帶阻濾波器的Q值。3-10上式中〔低通〕值可由圖3-12得出1db波動(dòng)，n=3,的切比雪夫?yàn)V波器要求的最小理論Q值為4.5。串聯(lián)諧振回路的品質(zhì)因素Q=,并聯(lián)諧振回路的品質(zhì)因素。而=，=10000hz為中心頻率。=。由測(cè)試得衰減為3db處〔9.54khz,10.56khz〕，所以=1020hz。所以3-11所以：(帶阻)=〔低通〕10=453-123.3數(shù)字幅頻均衡處理3.31A/D轉(zhuǎn)換電路在AD采樣前，需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理。電路如下列圖所示：AD的輸入電路接運(yùn)放NE5532，它的作用是隔離和及偏置，把交流的電平變換為直流電平然后供給AD采樣。采集信號(hào)的頻率范圍為20Hz～20kHz，為防止頻譜混疊，采樣速率應(yīng)大于奈奎斯特頻率。假設(shè)采樣速率太低，一個(gè)周期內(nèi)采集點(diǎn)數(shù)太少，波形輸出時(shí)會(huì)存在較大失真；假設(shè)采樣速率太高，相同條件下所需濾波器的階數(shù)更高，增加了濾波器的空間和時(shí)間復(fù)雜度。為了減小量化噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，應(yīng)選擇位數(shù)高、精度高的ADC。選取高精度16位并行A/D轉(zhuǎn)換器ADS85058505的介紹ADS8505是一個(gè)完整的16位采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器，它采用最先進(jìn)的CMOS結(jié)構(gòu)。它包含一個(gè)完整的16位、電容式的、特區(qū)的A/D與S/H、參考、時(shí)鐘、微處理器使用的接口和3態(tài)輸出驅(qū)動(dòng)器。ADS8505在整個(gè)溫度范圍內(nèi)采樣率都是被指定在250千赫茲。精密電阻器提供一個(gè)行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的±10V輸入范圍，而創(chuàng)新的設(shè)計(jì)采用單個(gè)+5V電源提供的在100毫瓦內(nèi)的功耗，。ADS8505提供28引腳SOIC和28引腳SSOP封裝，都完全指定在工業(yè)﹣40℃至85℃圖3-14:ADS85050的引腳圖對(duì)上面的ADS8505引腳圖的各個(gè)引腳的功能進(jìn)行說(shuō)明如表1，可以方便進(jìn)一步了解ADS8505芯片的內(nèi)部構(gòu)造，進(jìn)而用ADS8505芯片進(jìn)行A/D采樣電路設(shè)計(jì)就簡(jiǎn)單了。表3-2ADS8505芯片的引腳功能說(shuō)明引腳數(shù)字I/O說(shuō)明名稱引腳號(hào)AGND12模擬地，在內(nèi)部使用的接地參考點(diǎn)AGND25模擬地26O在一個(gè)轉(zhuǎn)換開始，變低并保持到轉(zhuǎn)換完成和數(shù)字輸出已被更新BYTE23I選擇8個(gè)有效位〔低〕或8個(gè)最低有效位〔高〕CAP4參考緩沖電容器，2.2mF電容接地25I與內(nèi)部或運(yùn)算,如果為低，對(duì)的下降沿啟動(dòng)一個(gè)新的轉(zhuǎn)換DGND14數(shù)字地表3-1ADS8505芯片的引腳功能說(shuō)明D15(MSB)6O數(shù)據(jù)位15，轉(zhuǎn)換結(jié)果最高位〔MSB〕，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D147O數(shù)據(jù)位14，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D138O數(shù)據(jù)位13，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D129O數(shù)據(jù)位12，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D1110O數(shù)據(jù)位11，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D1011O數(shù)據(jù)位10，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D912O數(shù)據(jù)位19，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D813O數(shù)據(jù)位8，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D715O數(shù)據(jù)位7，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D616O數(shù)據(jù)位6，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D517O數(shù)據(jù)位5，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D418O數(shù)據(jù)位4，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D319O數(shù)據(jù)位3，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D220O數(shù)據(jù)位2，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D121O數(shù)據(jù)位1，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)D0(LSB)22O數(shù)據(jù)位0，轉(zhuǎn)換結(jié)果最低位〔LSB〕，當(dāng)為高時(shí)或當(dāng)為低時(shí)處于高阻抗?fàn)顟B(tài)24I當(dāng)為低和為高時(shí)，為下降沿時(shí)就會(huì)啟動(dòng)一個(gè)新的轉(zhuǎn)換；當(dāng)為低，為上升沿時(shí)數(shù)據(jù)平行輸出REF3參考輸入/輸出，2.2mF鉭電容到地VANA27模擬電源輸入，實(shí)際為+5V；0.1VANAF瓷電容和10F鉭電容解耦到地面VDIG28數(shù)字電源輸入，實(shí)際為+5V；直接連接到引腳27，必須VANAVIN1模擬輸入圖3-15：AD轉(zhuǎn)換的根本電路圖3-16：時(shí)序圖ADS8505是轉(zhuǎn)換過(guò)程中同時(shí)讀取上次轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)。為片選信號(hào)，低有效，恒為低說(shuō)明ADS8505芯片一直可以工作；為AD轉(zhuǎn)換和數(shù)據(jù)輸出控制信號(hào)，為高電平時(shí)讀取數(shù)據(jù)，為低電平時(shí)進(jìn)行轉(zhuǎn)換；為ADC轉(zhuǎn)換信號(hào)，可用上升沿鎖存數(shù)據(jù)，轉(zhuǎn)換結(jié)束后變?yōu)楦唠娖健Ｋ晕覀兛梢杂脿顟B(tài)機(jī)來(lái)描述采樣控制過(guò)程，整個(gè)過(guò)程分為三個(gè)狀態(tài)，。St0為初始狀態(tài)，為高電平，進(jìn)入讀取數(shù)據(jù)狀態(tài)，進(jìn)入下一個(gè)狀態(tài)St1，為低電平進(jìn)入轉(zhuǎn)換過(guò)程，當(dāng)過(guò)了tpd時(shí)間后，變?yōu)榈碗娖剑_始鎖存信號(hào)，在轉(zhuǎn)換時(shí)間tw1這段期間數(shù)據(jù)還處于高阻狀態(tài)，當(dāng)經(jīng)過(guò)tw1后進(jìn)入St2，變?yōu)楦唠娖?，開始讀取數(shù)據(jù)，但是此時(shí)讀取的數(shù)據(jù)時(shí)上次轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)。直到轉(zhuǎn)換完成后變?yōu)楦唠娖?，又開始進(jìn)入初始狀態(tài)。狀態(tài)圖如圖7所示。數(shù)字均衡的理論分析與設(shè)計(jì)1.數(shù)字濾波器原理數(shù)字濾波器的功能是把輸入序列通過(guò)一定的運(yùn)算，變換成輸出序列。數(shù)字濾波器一般可用兩種方法實(shí)現(xiàn)：一種是根據(jù)描述數(shù)字濾波器的數(shù)學(xué)模型或信號(hào)流程圖，用數(shù)字硬件構(gòu)成專用的數(shù)字信號(hào)處理機(jī)；另一種是編寫濾波運(yùn)算程序，在計(jì)算機(jī)上運(yùn)行。數(shù)字濾波器可以用差分方程、單位取樣響應(yīng)以及系統(tǒng)函數(shù)等表示。對(duì)于研究系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方法，即它的運(yùn)算結(jié)構(gòu)來(lái)說(shuō)，用框圖表示最為直接。數(shù)字濾波器用線性差分方程表示為：3-13其對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)函數(shù)為：3-14由式3-13可看出，實(shí)現(xiàn)數(shù)字濾波器需要3種根本運(yùn)算單元，即加法器、單位延遲器和常數(shù)乘法器。這些單元有方框法和流程圖法兩種表示法，因此，數(shù)字濾波器的運(yùn)算結(jié)構(gòu)也有兩種表示法。通常在實(shí)際中很少采用上述兩種結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高階系統(tǒng)，而是把高階變成一系列不同組合的低階系統(tǒng)(一、二階)來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖3-16直接Ⅰ型圖3-17直接Ⅱ型如果將N階IIR系統(tǒng)函數(shù)分解成二階因式連乘積，那么可得到級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，即3-15這樣，整個(gè)系統(tǒng)將又M個(gè)二階系統(tǒng)級(jí)聯(lián)構(gòu)成，所以其系統(tǒng)函數(shù)H(z)可被看成全部由實(shí)系數(shù)二階因子連乘構(gòu)成，即3-16其中稱為濾波器的二階根本節(jié)。如果每個(gè)二階根本節(jié)都采用直接Ⅱ型結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)，整個(gè)濾波器的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)如3-18所示圖3-18級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)此結(jié)構(gòu)具有系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，極點(diǎn)位置可單獨(dú)調(diào)整，運(yùn)算速度快等優(yōu)點(diǎn)。如果將系統(tǒng)函數(shù)H〔z〕化成局部分式之和就可得到IIR數(shù)字濾波器的并聯(lián)型結(jié)構(gòu)，如圖3-19所示圖3-19：并聯(lián)型結(jié)構(gòu)3.IIR帶通濾波器系數(shù)的計(jì)算原理對(duì)于相同的設(shè)計(jì)指標(biāo)，F(xiàn)IR濾波器所要求的階數(shù)比IIR濾波器高5-10倍，本錢較高，而且信號(hào)的延遲也較大。IIR濾波器所要求的階數(shù)不僅比FIR濾波器低，而且可以利用模擬濾波器的設(shè)計(jì)成果，設(shè)計(jì)工作量相對(duì)較小，采用FPGA實(shí)現(xiàn)的IIR濾波器同樣具有多種優(yōu)越性。數(shù)字均衡模塊設(shè)計(jì)一般都是采用二階IIR濾波器作為其原型。二階IIR濾波器的直接I型結(jié)構(gòu)如上圖3-16所示。對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)函數(shù)為公式3-173-17以下是shelving濾波器傳遞函數(shù)：〔1〕3-18其中A(z)為2階全通濾波器〔2〕3-19〔3〕當(dāng)濾波器在某個(gè)頻段處放大，3-20〔4〕當(dāng)濾波器在某個(gè)頻段處衰減，3-21〔5〕其他變量：3-223-23其中為放大倍數(shù)，為中心頻率，為帶寬，為采樣頻率。通過(guò)式3-17和式3-18、式3-19相比照，得到數(shù)字濾波器所需的系數(shù)結(jié)果：;；；；；；其中變量和d可由3-23求得。3.33D/A轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)由于通頻帶內(nèi)輸出波形的電壓幅度波動(dòng)在±1.5dB以內(nèi)，應(yīng)選擇位數(shù)高、精度高的DAC。DAC7744是一種16位、四路電壓輸出數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器〔DAC〕。是在指定溫度范圍內(nèi)保證16位單調(diào)性能轉(zhuǎn)換器。它接受16位并行輸入數(shù)據(jù)，具有雙重緩沖DAC輸入邏輯〔允許同時(shí)更新所有DAC〕，并提供了一個(gè)內(nèi)部輸入存放器回讀模式?？删幊坍惒街刂萌コ写娣牌鞯街幸?guī)模代碼?或零規(guī)模0000?。DAC7744運(yùn)作，可單極性〔+15V〕電源運(yùn)行，或+15V，-15V的雙極性電源運(yùn)行。此外，DAC7744的特色是低功耗：200mW。DAC7744適用于自動(dòng)測(cè)試設(shè)備，數(shù)模轉(zhuǎn)換器，程序員，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，閉環(huán)伺服控制小規(guī)模。DAC7744是提供48引腳SSOP封裝，工作溫度范圍在-40℃至+85°C之間。。對(duì)于參照，參考輸入表現(xiàn)出不同的負(fù)載。如果參考可以降低或者提供需要的電流，參考緩沖區(qū)就不在需要了。DAC7744有參考驅(qū)動(dòng)和意識(shí)連接的特征，例如由于改變參考電流和電路阻抗所引起內(nèi)部錯(cuò)誤可以最小化。圖 是DAC7744的雙電源控制的D/A轉(zhuǎn)換電路圖。由于采樣頻率為100kHz，對(duì)于頻率為20kHz的信號(hào)一個(gè)周期只能采集5個(gè)點(diǎn)，為保證輸出波形不失真，后級(jí)需接平滑濾波器。鑒于開關(guān)電容濾波器具有陡峭的衰減特性，選用8階低通橢圓濾波器MAX297，設(shè)定截止頻率為20.6kHz，能較好地濾除高頻噪聲。MAX297具有8引腳DIP和16引腳SO封裝寬，在+5V單電源或雙±5V供電時(shí)工作，具有不受約束的運(yùn)算放大器的抗混淆或時(shí)鐘噪聲濾波功能，它的時(shí)鐘角頻率為1HZ~50HZ時(shí)鐘，可調(diào)轉(zhuǎn)角頻率范圍為：0.1Hz~50Hz，無(wú)需外部電阻或電容,一般用于DAC后置濾波，為數(shù)據(jù)進(jìn)行采集系統(tǒng)，具有語(yǔ)音/數(shù)據(jù)信號(hào)濾波作用。功率放大電路功率放大電路是一種以輸出較大功率為目的的放大電路。它一般直接驅(qū)動(dòng)負(fù)載，帶載能力要強(qiáng)。功率放大電路的性能指標(biāo)主要有：最大輸出功率、效率等本設(shè)計(jì)中，經(jīng)比較，我采用OCL功率放大。3.41原理介紹選擇OCL電路的原因是這類電路由雙電源供電，輸出端不接大電容。如果選擇OTL電路，由于此類電路由單電源提供，所以輸出端必須接一電容為PNP的晶體管供電，即此電容兼具供電和輸出耦合的功能。當(dāng)最低頻率為50HZ時(shí)，對(duì)于50HZ的低頻響應(yīng)，要求輸出的耦合電容足夠大，這樣電容就太大了，所以，在滿足雙電源的情況下，選擇OCL電路更適宜。由于設(shè)計(jì)要求功率放大器的效率大于60%，且保證輸出信號(hào)不失真，所以選擇甲乙類的電路形式。〔1〕甲類工作狀態(tài)靜態(tài)工作點(diǎn)位于直流負(fù)載線中點(diǎn)的放大器稱為甲類放大器。甲類功放輸出級(jí)中兩個(gè)〔或兩組〕晶體管永遠(yuǎn)處于導(dǎo)電狀態(tài)，并使這兩個(gè)電流等于交流電的峰值，這時(shí)交流在最大訊號(hào)情況下流入負(fù)載。當(dāng)無(wú)訊號(hào)時(shí)，兩個(gè)晶體管各流通等量的電流，因此在輸出中心點(diǎn)上沒(méi)有不平衡的電流或電壓，故無(wú)電流輸入揚(yáng)聲器。當(dāng)訊號(hào)趨向正極，線路上方的輸出晶體管容許流入較多的電流，下方的輸出晶體管那么相對(duì)減少電流，由于電流開始不平衡，于是流入揚(yáng)聲器而且推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。甲類功放的工作方式具有最正確的線性，每個(gè)輸出晶體管均放大訊號(hào)全波，完全不存在交越失真〔SwitchingDistortion〕，即使不施用負(fù)反應(yīng)，它的開環(huán)路失真仍十分低，因此被稱為是聲音最理想的放大線路設(shè)計(jì)。設(shè)靜態(tài)工作點(diǎn)的值為和,因此電路消耗功率為3-24而在理想情況下的輸出功率的最大值為：3-25根據(jù)效率的定義式：3-26由此可以算出甲類功率放大器的最高效率為50%，所以甲類功放放最大的缺點(diǎn)是效率低，因?yàn)闊o(wú)訊號(hào)時(shí)仍有滿電流流入，電能全部轉(zhuǎn)為高熱量。當(dāng)訊號(hào)電平增加時(shí)，有些功率可進(jìn)入負(fù)載，但許多仍轉(zhuǎn)變?yōu)闊崃??！?〕乙類工作狀態(tài)乙類功放〔B類功放〕放大的工作方式是當(dāng)無(wú)訊號(hào)輸入時(shí)，輸出晶體管不導(dǎo)電，所以不消耗功率。當(dāng)有訊號(hào)時(shí)，每對(duì)輸出管各放大一半波形，彼此一開一關(guān)輪流工作完成一個(gè)全波放大，在兩個(gè)輸出晶體管輪換工作時(shí)便發(fā)生交越失真，因此形成非線性。純B類功放較少，因?yàn)樵谟嵦?hào)非常低時(shí)失真十分嚴(yán)重，所以交越失真令聲音變得粗糙。乙類放大器的的特點(diǎn)是功率放大器只在信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)處于導(dǎo)通狀態(tài)，電路的靜態(tài)工作點(diǎn)的電路等于0。工作在乙類狀態(tài)下的放大電路，雖然管子功耗低，效率高，但輸入信號(hào)的半個(gè)波形被削掉了，產(chǎn)生了嚴(yán)重的失真現(xiàn)象。解決方法是在乙類狀態(tài)下的放大器分別放大輸入的正負(fù)半周期信號(hào)，同時(shí)采取措施使放大后的正負(fù)半周期信號(hào)能加到負(fù)載上，是負(fù)載上獲得完整的波形。這種工作方式的電路成為乙類互補(bǔ)對(duì)稱電路或者稱為推挽功率放大電路。假設(shè)忽略功率放大器的飽和壓降，在理想的情況下，乙類放大器輸出信號(hào)的最大值為：3-27因?yàn)橐翌惙糯笃髦辉谛盘?hào)的半個(gè)周期內(nèi)有功率輸出，所以，電源消耗的功率為電源帶電壓和半波電流平均值的乘積，即：3-28所以在理想情況下，乙類放大器的轉(zhuǎn)換效率為：3-29由此可知，乙類放大器的優(yōu)點(diǎn)是效率高，缺點(diǎn)是會(huì)產(chǎn)生交越失真?！?〕甲乙類工作狀態(tài)甲乙類放大器，實(shí)際上是甲類和乙類的結(jié)合，每個(gè)器件的導(dǎo)通時(shí)間在50—100％之間，依賴于偏置電流的大小和輸出電平。該類放大器的偏置按B類乙類設(shè)計(jì)，然后增加偏置電流，使放大器進(jìn)入甲乙類。甲乙類工作狀態(tài)通常是兩只晶體管配合進(jìn)行，在沒(méi)有信號(hào)的時(shí)候，兩只晶體管都是導(dǎo)通的，但其中的電流很小，當(dāng)有信號(hào)輸入時(shí)，晶體管中的電流才會(huì)變大．由于信號(hào)的作用使其中的一只晶體管截止的時(shí)候，另一只晶體管那么一定是導(dǎo)通的，兩只管子始終是輪流截止和導(dǎo)通，并且其中流過(guò)的電流幾乎是全部送入揚(yáng)聲器，因此，甲乙類功放產(chǎn)生的熱量較小，并且效率高了很多，在70％以上。甲乙類放大器在輸出低于某一電平時(shí)，兩個(gè)輸出器件皆導(dǎo)通，其狀態(tài)工作于甲類；當(dāng)電平增高時(shí)，兩個(gè)器件將完全截止，而另一個(gè)器件將供給更多的電流。這樣在甲乙類狀態(tài)開始時(shí)，失真將會(huì)突然上升，其線性劣于甲類或乙類。它的正當(dāng)使用在于它對(duì)甲類的補(bǔ)充，且當(dāng)面向低負(fù)載阻抗時(shí)可繼續(xù)較好地工作。下列圖是最簡(jiǎn)單的甲乙類功率放大器電路圖圖3-16：最簡(jiǎn)單的甲乙類功率放大器在上圖中，,構(gòu)成的偏置電路；，為穩(wěn)定電阻。輸入信號(hào)由前置放大器提供。最簡(jiǎn)單的甲乙類功率放大器仿真有一定失真，當(dāng)輸出功率較大時(shí)，前置級(jí)甲類放大器必須提供很大的鼓勵(lì)功率，會(huì)引起管耗劇增，從而降低整體效率。，在以上根底上，把電路作修改，得到圖3-16電路。3.42OCL放大器的設(shè)計(jì)方法OCL放大器主要分成功率輸出級(jí)，推動(dòng)級(jí)和輸入三個(gè)局部。電路圖如3-16圖3-17：OCL功率放大電路〔1〕電源電壓的計(jì)算為了保證電路的平安可靠，通常使電路最大輸出功率比額定輸出功率要大些，一般取=〔1.5~2〕。要求>10W，所以取=16W。最大輸出電壓應(yīng)該根據(jù)來(lái)計(jì)算，即。考慮三極管飽和壓降等因素，放大器總是小于電源電壓。令為電源電壓的利用率，一般為0.6~0.8,因此，,那么=20V,故可選定電源電壓為20v.〔2〕輸出功率管的選擇在OCL功率放大電路中，對(duì)晶體管的選擇有一定的要求：首先，NPN,PNP的特性應(yīng)對(duì)稱；其次，還應(yīng)考慮晶體管所承受的最大管壓降，集電極最大電流和最大功耗。最大管壓降。由OCL電路的工作原理可知，兩只晶體管中處于截止?fàn)顟B(tài)的三極管將承受較大的管壓降。設(shè)輸入電壓為正半周，導(dǎo)通，截止，當(dāng)輸入電壓從0增加到峰值時(shí)，和管的發(fā)射結(jié)電位從0增加到,因此，管的管壓降將從增加到最大值：3-30用同樣的方法可以得到管的最大管壓降與管的相同。所以，考慮一定余量，三極管承受的最大管壓降為：3-31B.集電極最大電流。由于電路最大輸出功率的分析可知，晶體管的發(fā)射極電流等于負(fù)載電流，，負(fù)載上的最大壓降為：，故集電極電流的最大值為：3-32考慮一定的余量，集電極最大電流值為：3-33，此時(shí)最大功耗為：3-34將上式〔3-3〕代入式〔3-9〕，可得：3-35再加上電路的靜態(tài)損耗，那么集電極最大功耗約為：3-36其中，為靜態(tài)電流，那么表示靜態(tài)損耗。綜上所述，對(duì)于電路圖中的OCL電路在選擇晶體管時(shí)，應(yīng)使晶體管的參數(shù)大于以上指標(biāo)。管射級(jí)電阻，一般取。當(dāng)取時(shí)，那么：3-37

根據(jù)以上分析， 可選用BD135, 它的最大管壓降為45V,集電極電流為3A，集電極最大功耗為12.5W，并測(cè)得=120?！?〕互補(bǔ)管的選擇，計(jì)算由于分別與復(fù)合，其承受的最大反相電壓均為,最大集電極電流比的最大集電極電流小倍〔〕?？紤]到的靜態(tài)電流及引起損耗和飽和壓降的影響的極限參數(shù)應(yīng)滿足條件：3-38考慮最壞情況，應(yīng)保證：3-39可分別選用BF240和BF450。測(cè)得。因?yàn)榈妮斎腚娮璺謩e為大功率管一般為10；根據(jù)讓射級(jí)電流大局部注入基極的原那么，那么。選電阻〔功率大于1w〕，那么所以，。因?yàn)榉謩e為NPN和PNP管，電路接法不一樣，所以，兩管輸入阻抗不相等，會(huì)使加在兩管基極的輸入信號(hào)不對(duì)稱，為此，需要加均衡電阻以盡量保證復(fù)合管輸入電阻相等。要求。〔4〕偏置電路計(jì)算因?yàn)?，設(shè)=0.7V，所以.又因?yàn)?，所以?3,。為了保證基極電壓穩(wěn)定，取,假設(shè)忽略分流作用，那么為了調(diào)節(jié)偏置電壓后的數(shù)值，可以改用一定固定電阻與可調(diào)電阻關(guān)聯(lián)，使其并聯(lián)值等于。因?yàn)樽畲箅娏骱湍蛪阂蟛桓?，可選BF240型三級(jí)管。〔5〕推動(dòng)級(jí)的設(shè)計(jì)步驟A.確實(shí)定。推動(dòng)級(jí)為一甲類小信號(hào)放大器，為保證信號(hào)不失真，要求，因?yàn)橐话?，所以取。因?yàn)?,(取為4k),,〔取的電阻，的電位器〕。.因?yàn)槠秒娐份敵鲭娮韬苄?，的直流?fù)載主要是。又因?yàn)?所以.從交流通道來(lái)看，實(shí)際與是并聯(lián)的，其值太小會(huì)耗損信號(hào)輸出功率，太大那么使減小。為該電路的有效負(fù)載，太小會(huì)使推動(dòng)級(jí)的效益下降。一般取,確定后那么可以確定。取。確實(shí)定。自取電容的取值依據(jù)是：在時(shí)，,一般取。D.的選擇要求滿足3-40即。選擇BF450可滿足要求。〔6〕輸入級(jí)電路的設(shè)計(jì)步驟A.差分管工作電流確實(shí)定。輸入級(jí)為一差分放大器，差分管集電極的電流假設(shè)太大，會(huì)增加差分管損耗，并使失調(diào)電壓和漂移增大；假設(shè)太小又會(huì)降低電路的開環(huán)增益。一般選取,的宜高些，參數(shù)應(yīng)盡量一致。最后選擇B.和管的選擇。的選擇需要滿足=24V,。反向電流越小越好。最后可以選擇BF799,亦可選用此類型管。C.的計(jì)算。。假設(shè)為470電阻，可用1k可調(diào)電位器。調(diào)解時(shí)，應(yīng)使由小到大變化。為了防止在調(diào)節(jié)時(shí)，電流過(guò)大而燒毀晶體管，可以在射級(jí)串聯(lián)一電阻,此時(shí)推動(dòng)級(jí)穩(wěn)定性提高了，但增益會(huì)有所下降。接入后，計(jì)算。為了使恒流源的工作點(diǎn)的穩(wěn)定，應(yīng)使流過(guò)的電流,而,一般取,那么,其中(取470)〔7〕反應(yīng)支路計(jì)算差分電路引入電壓串聯(lián)負(fù)反應(yīng)，使其輸入電阻提高。因此，基極電阻對(duì)該輸入電阻影響很大。一般取=(15~47k)電路中取47k。另外，要是電路對(duì)稱，要求。因?yàn)殚]環(huán)增益,取大約20倍，那么。反應(yīng)電容應(yīng)保證在時(shí)，其容抗故一般取〔電路中取47uF〕。耦合電容一般取〔電路中取10uF〕。最后總體測(cè)試，仿真，不失真，輸出功率為12.6W。仿真圖如下：第四章電路調(diào)試與性能測(cè)試儀器與方法主要測(cè)試儀器有：TDS1002示波器、EE1412(DDS)信號(hào)發(fā)生器、SP3060型數(shù)字合成掃頻儀、數(shù)字萬(wàn)用表、交流毫伏表等。測(cè)試的方法主要有：〔1〕用交流毫伏表和信號(hào)發(fā)生器測(cè)量前置放大電路的放大倍數(shù)，將輸出電平的有效值從1mv增大到最大的10mv，觀察示波器波形有無(wú)失真，并且記錄交流毫伏表有效值?！?〕用掃頻儀測(cè)量帶阻網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)掃頻的范圍來(lái)確定掃頻電路的參數(shù)。記下測(cè)量的帶阻網(wǎng)絡(luò)的中心頻率、上限截止頻率、下限截止頻率、最大的衰減等參數(shù)?！?〕用萬(wàn)用表測(cè)量功率放大電路的功率放大電路輸出功率與其直流電源供給功率，并算出其功率之比。調(diào)試與測(cè)試數(shù)據(jù)〔1〕前置放大器測(cè)試數(shù)據(jù)用掃頻儀測(cè)試前置放大器，觀察到幅頻響應(yīng)曲線很平直。用示波器、信號(hào)發(fā)生器和毫伏表等儀器，采用靜態(tài)法選取頻率點(diǎn)測(cè)試，數(shù)據(jù)結(jié)果如表4-1所示。表4-1前置放大器的放大倍數(shù)實(shí)輸入信號(hào)頻率〔Hz〕輸入電壓有效值〔mv〕輸出電壓有效值〔V〕放大倍數(shù)2042489.2502.069497.91005750099498.610005.002499.350006.061499104499.3150009.128499.42000010.041499.5圖4-1：仿真波形由仿真圖可知電路可行。圖4-2：輸出幅頻特性由實(shí)驗(yàn)測(cè)得通頻帶20hz-20khz范圍內(nèi)，最大衰減為-0.56db，符合設(shè)計(jì)要求。輸出電阻通過(guò)調(diào)節(jié)變阻器使其等于600歐，即符合設(shè)計(jì)要求〔2〕帶阻網(wǎng)絡(luò)測(cè)試數(shù)據(jù)先用multisim仿真帶阻網(wǎng)絡(luò)，再用掃頻儀實(shí)測(cè)帶阻網(wǎng)絡(luò)，找出中心頻率。仿真圖如下列圖4-1所示圖4-3：帶阻網(wǎng)絡(luò)仿真圖再用示波器、信號(hào)發(fā)生器和毫伏表等儀器，采用靜態(tài)法測(cè)試帶阻網(wǎng)絡(luò)，數(shù)據(jù)結(jié)果如表4-2。以10KHz輸出信號(hào)為基準(zhǔn)的最大衰減大于10dB。表2帶阻網(wǎng)絡(luò)的特性實(shí)測(cè)頻率〔hz〕增益〔db〕頻率〔hz〕增益〔db〕20010000100010500500011000100011500500012000550012500650013000700018000080001900009500200000〔3〕數(shù)字幅頻均衡電路使用掃頻儀測(cè)量，在20HZ-20KHZ波動(dòng)相對(duì)于10KHZ在dB以內(nèi)?！?〕功放電路測(cè)試數(shù)據(jù)功放接8歐負(fù)載，以10Khz的輸入信號(hào)測(cè)試，同時(shí)用示波器監(jiān)測(cè)負(fù)載電壓的波形，波形圖如圖4-4：圖4-4：OCL功率放大器波形圖在波形不失真的情況下測(cè)出峰-峰值電壓為V。計(jì)算出最大不失真功率Pv=1W，轉(zhuǎn)換效率η=65%。測(cè)試結(jié)論前置放大電路:電壓放大倍數(shù)500倍，通頻帶為20hz-20khz：-0.56db，輸出電阻600歐，帶阻網(wǎng)絡(luò)的中心為10kHz，最大衰減為-11.734db。數(shù)字幅頻均衡電路輸入電阻：600歐，功率放大電路輸出功率12.6W>10W,功率放大電路的轉(zhuǎn)換效率為65%。整體都符合設(shè)計(jì)要求。第五章結(jié)語(yǔ)5.1論文工作總結(jié)本次畢業(yè)設(shè)計(jì)自三月初開始至今已經(jīng)14周的時(shí)間，在這段時(shí)間里圍繞設(shè)計(jì)課題，我主要做了以下工作：對(duì)對(duì)數(shù)字幅頻均衡放大器的前置電路設(shè)計(jì)，對(duì)小信號(hào)電壓進(jìn)行500倍的放大，在制作帶阻濾波器，對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波，信號(hào)在經(jīng)過(guò)合作同學(xué)的設(shè)計(jì)局部——數(shù)字幅頻后，再通過(guò)OCL功率放大電路進(jìn)行功率放大，完成整個(gè)設(shè)計(jì)。通過(guò)這次設(shè)計(jì)，是我對(duì)模擬電路，特別是濾波器有了一個(gè)新的認(rèn)識(shí)，例如Q值的大小對(duì)濾波器衰減的影響；LC的諧振問(wèn)題，帶阻濾波器的設(shè)計(jì)過(guò)程，信號(hào)的濾波效果不好，功率放大器的功率轉(zhuǎn)換要求達(dá)不到指標(biāo)等，通過(guò)楊老師的悉心指導(dǎo)，最后都一一解決。通過(guò)這次設(shè)計(jì)，使我對(duì)模擬電路知識(shí)，multisim軟件的應(yīng)用都有很大的提高，同時(shí)也使我認(rèn)識(shí)到自己的缺乏，同時(shí)也為自己敲響了警鐘，告訴自己，以后在工作當(dāng)中也要多多學(xué)習(xí)，充實(shí)自己.5.2心得體會(huì)本次設(shè)計(jì)主要涉及模擬電路，高頻電子線路，multisim等知識(shí)，做此次設(shè)計(jì)感慨頗多，以下是我的一點(diǎn)點(diǎn)心得體會(huì).要有全局觀。拿到設(shè)計(jì)不要盲目去做，先理清所做的題目有哪幾大塊，一個(gè)一個(gè)去做，然后去找相關(guān)的資料。這樣能夠事半功倍。要選取一個(gè)好的方案。一個(gè)好的方案能為你省去很多麻煩。我在做設(shè)計(jì)的過(guò)程中，因?yàn)檫x取了無(wú)源的帶阻濾波器，因?yàn)闆](méi)有適宜的電感，需要自己制作，沒(méi)有有源的方便。因此在選取方案的時(shí)候應(yīng)慎重。做事要細(xì)心。在接實(shí)物電路的時(shí)候，由于器件比較多，很容易弄錯(cuò)，假設(shè)有一個(gè)弄錯(cuò)可能會(huì)花上幾天的時(shí)間才能找出原因。做事要堅(jiān)持。在設(shè)計(jì)電路過(guò)程中，一般要做幾次甚至更多才能做好，所以我們不能因?yàn)橐淮螞](méi)有做好就不想做或者不做，要做到持之以恒。要多交流。我們要多請(qǐng)教老師，多和同學(xué)交流。往往一個(gè)問(wèn)題，當(dāng)你想好久以后也得不到解決，在和同學(xué)交流過(guò)程中，往往茅塞頓開。致謝在畢業(yè)設(shè)計(jì)和論文即將完成之時(shí)，也是我們即將離校之際，每個(gè)同學(xué)都有離別的惆悵，但更有的是我們對(duì)學(xué)校，對(duì)老師，對(duì)同學(xué)的感情與感謝。首先，感謝高等學(xué)校教育部門制定了本科生畢業(yè)論文(設(shè)計(jì))的重要實(shí)踐教學(xué)環(huán)節(jié)。畢業(yè)論文(設(shè)計(jì))是學(xué)生畢業(yè)前全面素質(zhì)教育的重要實(shí)踐訓(xùn)練，其目的是為了培養(yǎng)學(xué)生科學(xué)的思維方式和正確的設(shè)計(jì)思想，綜合運(yùn)用所學(xué)理論、知識(shí)和技能分析和解決實(shí)際問(wèn)題的能力。通過(guò)本次畢業(yè)設(shè)計(jì)，我覺得自己無(wú)論在理論知識(shí)方面還是在綜合實(shí)踐能力方面都得到了很大的提高。其次衷心感謝指導(dǎo)老師楊云老師。感謝他這個(gè)學(xué)期對(duì)我的學(xué)業(yè)的指導(dǎo)和關(guān)心。在進(jìn)行畢業(yè)設(shè)計(jì)的這個(gè)學(xué)期，楊老師從專業(yè)知識(shí)到做人做事的方式都對(duì)我給予了極大的指導(dǎo)。從論文的選題到最后的審閱定稿，都傾注了楊老師大量的心血。楊老師嚴(yán)以律己、寬以待人、嚴(yán)謹(jǐn)治學(xué)的作風(fēng)，都使我受益匪淺。另外也要感謝高老師，感謝李炳哲，魏小龍，李超，熊文靜等同學(xué)，是他們讓我在畢業(yè)設(shè)計(jì)時(shí)，給我了莫大的支持和幫助。離校后，我將努力工作，在事業(yè)上去的一番成績(jī)，我想這是我對(duì)學(xué)校，對(duì)老師對(duì)同學(xué)最好的回報(bào)。謝謝！參考文獻(xiàn)【1】〔美〕阿瑟.B.威廉斯〔著〕，喻春軒〔譯〕電子濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)電子工業(yè)出版社1986年2月周潤(rùn)景郝曉霞Multisim&Labview虛擬儀器設(shè)計(jì)技術(shù)北京航空航天大學(xué)出版社2008年8月〔日〕森榮二〔著〕薛培鼎〔譯〕LC濾波器設(shè)計(jì)與制作科學(xué)出版社2007年1月康華光電子技術(shù)根底模擬局部高等教育出版社2004年4月張肅文高頻電子線路高等教育出版社2006年5月【5】VinayK.IngleJohnG.Proakis數(shù)字信號(hào)處理科學(xué)出版社2006年【6】陳亮楊吉斌，張雄偉信號(hào)處理算法的DSP實(shí)現(xiàn)電子工業(yè)出版社2007【7】馬場(chǎng)清太郎運(yùn)算放大器應(yīng)用電路設(shè)計(jì)科學(xué)出版社2006年【8】黃智偉.《全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽系統(tǒng)設(shè)計(jì)》.北京航空航天大學(xué)出版社.2006年；【9】鄒彥.《DSP原理及應(yīng)用》.電子工業(yè)出版社【10】曾寶國(guó);曾妍.《D類功率放大器的原理及應(yīng)用》.四川信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院【11】符曉玲;姜波.《基于DSP的數(shù)字音頻功率放大器的設(shè)計(jì)》.新疆大學(xué)電氣工程學(xué)院【12】程佩青 數(shù)字信號(hào)處理教程 清華出版社 2004年【13】阿瑟·B威廉斯 電子濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè) 電子工業(yè)出版社 1986年 【14】蔡錦福 運(yùn)算放大器原理與應(yīng)用 科學(xué)出版社 2006年【15】呂振肅，熊景松一種改良步長(zhǎng)LMS自適應(yīng)算法.信號(hào)處理，2008年【16】葉永生，余容桂，一種新的自適應(yīng)最小均方算法及其應(yīng)用研究[J]電測(cè)與儀表2008【17】張會(huì)生閆學(xué)斌，秦勇，等,LMS算法自適應(yīng)濾波器的FPGA實(shí)現(xiàn)[J]通信技術(shù)【18】田社平等．基于數(shù)字陷波濾波的正弦波測(cè)量方法．計(jì)量技術(shù)，2002〔9〕【19】AryeNehorai.AMinimalParameterAdaptiveNotchFilterwithConstrainedPolesandZeros.IEEETrans.onASSP,1985,33(4)【20】SHIREENW,TAOLI.ADSP-baseedactivepowerfilterforlowvoltagedistributionsystems[J].ElectricPowerSystemsResearch,2008【22】L.LjungandT.Soderstrom,TheoryandPracticeofRecursiveIdentification,TheMITPress,1983【23】SanjitK.Mitra.DigitalprocessingAcomputer-BasedAppeoach.NewYork:McGraw-Hill,2001附錄1：英文翻譯—原文HighEfficiencyEnvelopeTrackingLDMOSPowerAmplifierforW-CDMAP.Draxler,S.Lanfranco,D.Kimball,C.Hsia,J.Jeong,J.vandeSluis,andP.M.AsbeckAbstract-AhighperformanceW-CDMAbasestationpoweramplifierispresented,whichusesanenvelopetrackingbiassystemalongwithanadvanced0.4umgatelengthLDMOStransistor,toachievehighefficiency.Highlinearityisalsoachievedbyemployingdigitalpredistortion.ForatargetWCDMAenvelopewithapeak-to-averagepowerratioof7.6dB,themeasuredoverallpower-addedefficiency(PAE)isashighas40.4%.Withinthissystem,theRFpoweramplifierhasanaverageDrainEfficiencyofapproximately64%,andtheenvelopeamplifierhasabout60%efficiency.AfterthememorylessdigitalpredistortionthenormalizedpowerRMSerroris3.3%,atanaverageoutputpowerof27Wandgainof14.9dB.AftermemorymitigationthenormalizedpowerRMSerrordropstobelow1.0%.TheefriciencyranksamongthehighestreportedforasinglestageLDMOSW-CDMAbasestationamplifier.IndexTerms-Basestationpoweramplifier,digitalpredistortion,efficiency,envelopetracking,LDMOS,W-CDMA.I.INTRODUCTIONAnimportantobjectiveforbasestationpoweramplifiersistoachievehighefficiency.Byprovidingpowermoreefficientlyimprovementscanbeobtainedinthermalmanagement,reliability,andcost.Thehighpeak-to-averageratiosofmodemcommunicationssignalsresultinrequirementsforthepoweramplifiertobeefficientoverawideinstantaneouspowerrange.Inordertomaintainthehighdataratesassociatedwiththesesystems,theRFenergymustbepreciselydeliveredtotheantenna,resultingintighterrorvectormagnitude(EVM)andACLRrequirements.SiliconLDMOShasbeenapopulartransistorchoiceforbasestationhighpoweramplifiers,sinceLDMOStechnologycanprovidereliableandcosteffectivesolutions[1,2].Inthiswork,aPhilips5thgenerationLDMOSRFdeviceisusedwithenvelopetrackingtechniqueonthedrainbias.TheenvelopetrackingarchitectureemploysadynamicsupplyvoltagethattrackstheinputRFenvelopeforefficiencyenhancement.Thisdynamicsupplyvoltageisprovidedbyawidebandenvelopeamplifierwithhighefficiency[3].Theoverallsystemprovidesbothhighefficiencyandlinearity11.ENVELOPETRACKINGBASESTATIONAMPLIFIERTheblockdiagramoftheenvelopetrackingamplifierusedinthisworkisshowninFigure1.TheW-CDMAsignalisgeneratedinthedigitaldomain,andconsistsofanenvelopesignal,aswellasIandQRFsignals.Carehasbeentakentoensuretheproperspectralmaskandareasonablepeaktoaverageratio(7.6dB),whichincludesadecrestingalgorithmaswellasacircularityalgorithmformeasurementconsistency.Afterup-conversion,theresultantRFsignalprovidestheinputtotheRFamplifier,whosesupplyvoltageismodulatedbytheamplifiedenvelopesignalbythewidebandandhighefficiencyenvelopeamplifier.TominimizedistortionbythetimedelaydifferencebetweenenvelopeandRFpath,synchronizationisperformedbycomparingtheinputanddown-convertedoutputsignal[4].Pre-distortionisalsocarriedoutinthedigitaldomaininordertominimizetheAM-AMandAM-PMdistortioncausedbytheRFamplifierandenvelopeamplifier.Decresting(anadjustmentofthepeak-toaverageratio),isperformeddigitallyontheenvelopeofthesignaltooptimizetheefficiency,ACLRandEVMperformance.ToavoidgaincollapseofRFamplifieratlowdrainvoltages,theenvelopeofthesignalisalsodetroughed(adjustmentismadetotheenvelopesignalinthevicinityofitszeros).Thistechniquehasbeenusedwithanumberofdevicesandanumberofmodulatedsignals[4,5].A.RFamplifierusingLDMOSTheRFstageemployedisanadvancedLDMOStransistorbyPhilips,theBLC5G22-100,a100Wdevicebasedonthe5thgeneration(0.4umgatelength)LDMOST,withinternalin-andoutputmatching,mountedintheSOT895air-cavitypackage,optimizedfor2.0-2.2GHzoperation.ThetransistortechnologyincludedmetallizationlayersofAlCu,inordertominimizeelectromigrationandreducecurrentdensities.Thethermalresistanceofthedevicewasalsoreducedincomparisonwithearliergenerations.Thedeviceperformancefeatureshighergain(byupto5dB)incomparisonwithearliergenerationsofLDMOSAusing0.6umgatelength,aswellashigherefficiency.Theinternalmatchingtopologyisdesignedtoensureoptimumbandwidth,efficiencyandlinearityperformance.Theinputmatchingisasinglelow-passstructure(seriesinductor,parallelcapacitor),whiletheoutputmatchinghasabandpassstructure(parallelinductor,inserieswithaDCblockingcapacitor,inparallelwiththeoutputcapacitor).Figure2ashowsthedetailsofthedie-andinternalmatchingwithintheBLC5G22-100,withtheequivalentcircuitinFigure2b.TheBLC5G22-100ispackagedintheSOT895air-cavityoutline.ThisnewversatilepackagehasaCuMoCuflange,withtheplasticringframeattachedtothisflange,finallyclosedwithaplasticlid.ThisapproachallowsPhilipstochangetheleadconfigurationtoalmosteverysolution,withveryshortleadtimes.TheBLC5G22-100outputconfigurationisbasedon28Vsupplyvoltage,whichimpliesthattheparalleloutputinductor(Linsh)isresonatingatacertainfrequencywiththeoutputcapacitor,whichisdependentonthedrainvoltage.Asaconsequenceofthelowersupplyvoltage,hencehigheroutputcapacitance,theshuntinductorhasn'tbeenconfiguredoptimal(thehigheroutputcapacitanceat12Vsupply,requiresalowershuntinductor).ThisaspectcanbetakenintoconsiderationforoptimizingthedeviceforETconcepts.ThebaseofthecircuitdesignistheBLC5G22-100,tunedforadrainvoltageof28V.Theinputmatchingdoesn'tchange,duetotheinsensitivityoftheinputimpedancetothesupplyvoltage.TheloadimpedancechangesduetothereducedSUpplyvoltagyeincombinationwiththe(ahmost)fixedkneevoltage.Thisha