教學(xué)課件：《數(shù)字通信技術(shù)》張萍

第二章模擬信號(hào)數(shù)字化學(xué)習(xí)目標(biāo)：1.掌握模擬信號(hào)數(shù)字化的取樣、量化、編碼和譯碼的方法；2.掌握增量調(diào)制和其改進(jìn)型；3.了解幾種常見的壓縮編碼方法。

本章重點(diǎn)：

1.取樣、量化、編碼和譯碼；2.壓縮編碼。

本章的難點(diǎn)：1.編碼和譯碼；2.壓縮編碼。

課前預(yù)習(xí)相關(guān)內(nèi)容

信號(hào)的頻譜PCM通信系統(tǒng)（1）第一部分相當(dāng)于信源編碼部分的模/數(shù)變換(A／D)，它包括抽樣、量化和編碼。抽樣是對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行周期性的掃描，把時(shí)間上連續(xù)的信號(hào)變成時(shí)間上離散的信號(hào)。我們要求經(jīng)過抽樣的信號(hào)應(yīng)包含原信號(hào)的所有信息，即能無失真地恢復(fù)出原模擬信號(hào)，抽樣速率的下限由抽樣定理確定。量化是把經(jīng)抽樣得到的瞬時(shí)值進(jìn)行幅度離散，即指定Q規(guī)定的電平，把抽樣值用最接近的電平表示。編碼是用二進(jìn)制碼組表示有固定電平的量化值。實(shí)際上量化是在編碼過程中同時(shí)完成的。（2）第二部分相當(dāng)于信道部分的信道和再生中繼器。（3）第三部分相當(dāng)于信源解碼部分的數(shù)/模變換(D／A)，它包括再生、解碼和低通濾波。PCM有如下優(yōu)點(diǎn)。（1）PCM系統(tǒng)的抗干擾性能優(yōu)于模擬系統(tǒng)。（2）數(shù)字化了的各類模擬信號(hào)可與數(shù)據(jù)信號(hào)組合復(fù)用成一個(gè)公共的高速數(shù)字通信系統(tǒng)進(jìn)行傳輸。（3）PCM系統(tǒng)廣泛采用數(shù)字器件，從而具有便于集成和小型化等優(yōu)點(diǎn)。2.1抽樣抽樣的定義及電路模型抽樣也叫取樣或采樣，是抽取模擬信號(hào)在離散時(shí)間點(diǎn)上的振幅值，用這些離散時(shí)間點(diǎn)上的振幅值，即抽樣值序列來代表原始的模擬信號(hào)可以用圖所示的取樣模型來表示抽樣的過程，取樣脈沖s(t)到來時(shí)，取樣開關(guān)閉合，輸出為該時(shí)刻信號(hào)的瞬時(shí)值；無取樣脈沖s(t)時(shí)，則取樣開關(guān)斷開，輸出為0。抽樣電路的模型可用一個(gè)乘法器表示，即經(jīng)過抽樣，原模擬信號(hào)變成了一系列窄脈沖序列，脈沖的幅度就是取樣時(shí)刻的信號(hào)幅值。圖2-3取樣模型圖2-4模擬信號(hào)的抽樣由圖2-4可知，離散樣值序列的包絡(luò)線仍與原來的模擬信號(hào)m的形狀一致，因此，離散樣值信號(hào)包含有原模擬信號(hào)m的信息。取樣得到的這些樣值信號(hào)也稱為脈沖幅度調(diào)制（PAM）信號(hào)，這些樣值信號(hào)在時(shí)間上雖然是離散的，但其幅度值仍然有無限多個(gè)可能的取值，所以它仍然是模擬信號(hào)。PAM是脈沖載波的幅度隨消息信號(hào)m變化的一種調(diào)制方式。其實(shí)現(xiàn)方法是用寬度有限的窄脈沖序列作為抽樣信號(hào)對(duì)消息信號(hào)m進(jìn)行取樣，所得到的幅度隨m的變化而變化的脈沖串序列就是PAM波。能否由離散樣值序列重建原始的模擬信號(hào)，是抽樣定理要回答的問題?！俺闃佣ɡ怼笔菙?shù)字通信原理中十分重要的定理之一，是模擬信號(hào)數(shù)字化、時(shí)分多路復(fù)用及信號(hào)分析處理等技術(shù)的理論依據(jù)之一。2.1.2低通信號(hào)抽樣定理

低通信號(hào)的抽樣定理：設(shè)有一個(gè)頻帶限制在(0～)內(nèi)的連續(xù)模擬信號(hào)m，若對(duì)它以抽樣率為的速率進(jìn)行抽樣，則取得的樣值完全包含m的信息。

這是因?yàn)槌闃雍笮盘?hào)的頻譜，除了原信號(hào)的頻譜以外，還要以為間隔周期性重復(fù)原信號(hào)的頻譜，如圖2-5所示。只要

（即），周期性重復(fù)的頻譜之間不會(huì)重疊，于是經(jīng)過截止頻率為的理想低通濾波器即可無失真地恢復(fù)原始信號(hào)。在實(shí)際通信系統(tǒng)中，考慮到實(shí)際濾波器特性的不理想，為避免樣值信號(hào)的頻譜與原信號(hào)的頻譜發(fā)生重疊，通常取抽樣頻率比2大一些，例如語音通信中，語音信號(hào)的最高頻率限制在3400Hz，按照抽樣定理，抽樣頻率應(yīng)為6800Hz，為了留有一定的防衛(wèi)帶，CCITT規(guī)定語音抽樣頻率為。但抽樣頻率不是越高越好，太高時(shí)，將會(huì)降低信道的復(fù)用效率，浪費(fèi)頻率資源。所以只要能滿足，并有一定帶寬的防衛(wèi)帶即可。圖2-5低通抽樣頻譜設(shè)時(shí)間連續(xù)信號(hào)，其最高截止頻率為。如果用時(shí)間間隔為Ts≤1/2的開關(guān)信號(hào)對(duì)進(jìn)行抽樣，則就可被樣值信號(hào)惟一地表示?；蛘哒f，要從樣值序列無失真地恢復(fù)原時(shí)間連續(xù)信號(hào)，其抽樣頻率應(yīng)選為≥2。這就是著名的奈奎斯特抽樣定理,也被簡稱為抽樣定理。2.1.3帶通信號(hào)抽樣定理

前面討論了頻率限制在(0～)的低通型信號(hào)的抽樣問題。然而，許多信號(hào)往往是帶通型的，其信號(hào)的頻帶不是限制在0～之間，而是限制在與之間，其中為信號(hào)的最低頻率，為信號(hào)的最高頻率，且?guī)挄r(shí)，則這樣的信號(hào)稱為帶通型信號(hào)。對(duì)于帶通信號(hào)，從原理上講仍可按低通信號(hào)的抽樣頻率≥2來抽樣，但這時(shí)抽樣頻率將會(huì)很高，而且如果采用低通信號(hào)的抽樣定理對(duì)這種信號(hào)進(jìn)行抽樣，雖然抽得的樣值完全可以表示原信號(hào)m，但抽樣信號(hào)的頻譜中會(huì)有較多的頻譜空隙得不到利用，使信道的利用率不高。為此，在不產(chǎn)生頻譜重疊的前提下，盡量降低抽樣速率，以減小傳輸帶寬。對(duì)于帶通信號(hào)而言，可以使用比信號(hào)中最高頻率2倍還要低的抽樣速率，如圖2-6所示。①②③④分別為原信號(hào)的頻譜搬移到

、2、為中心的上下兩邊帶位置。

圖2-6帶通信號(hào)的頻譜因此，對(duì)于一個(gè)模擬信號(hào)要采用多大的抽樣速率對(duì)其抽樣，首先要判斷它是屬于低通信號(hào)還是帶通信號(hào)，若＞B時(shí)，它是帶通信號(hào)，適用帶通信號(hào)的抽樣定理；若＜B時(shí)，它是低通信號(hào)，適用低通信號(hào)的抽樣定理。與抽樣有關(guān)的誤差：對(duì)語聲信號(hào)帶寬的限制是充分的；實(shí)行抽樣的開關(guān)函數(shù)是單位沖激脈沖序列，即理想抽樣；通過理想低通濾波器恢復(fù)原語聲信號(hào)。(1)抽樣的折疊噪聲

如果前置低通濾波器性能不良，或抽樣頻率不能滿足2的條件，都會(huì)產(chǎn)生折疊噪聲。(2)抽樣展寬的孔徑效應(yīng)失真。2.2量化

模擬信號(hào)經(jīng)抽樣后得到的樣值序列在時(shí)間上是離散的，但在幅度上的取值卻還是連續(xù)的，即有無限多種取值。若要將這些樣值用二進(jìn)制碼來表示，勢(shì)必要用無窮多位二進(jìn)制碼才能表示一個(gè)樣值，這實(shí)際上是無法實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)橛邢尬粩?shù)字n的編碼最多能表示種電平。這樣，就必須對(duì)樣值進(jìn)一步處理，使它成為在幅度上是有限種取值的離散樣值。對(duì)幅度進(jìn)行離散化處理的過程稱為量化。假設(shè)信號(hào)幅值的最小值為，最大值為，將區(qū)間分成N個(gè)小區(qū)間（可以等分，也可以非等分），每個(gè)小區(qū)間稱為量化間隔，又稱為量化級(jí)或量化階距，簡稱量階。只要信號(hào)幅度x屬于區(qū)間（k=1，2，…，N），那么都“近似”為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)值

，這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)值稱為量化值或重建值。一般取每一量化間隔的中間值為該區(qū)間的量化值。量化值與原抽樣信號(hào)之間存在誤差，這個(gè)誤差叫做量化誤差，相當(dāng)于在原信號(hào)上疊加了一個(gè)噪聲，因此量化誤差也稱為量化噪聲。在樣值信號(hào)的量化過程中，視量化間隔的均勻與否可將量化分為均勻量化和非均勻量化。2.2.1均勻量化

1．均勻量化均勻量化是指量化間隔的大小相等，不隨輸入信號(hào)幅度的大小而變。如圖2-7所示圖中所有量化間隔都是相同的，即每一量化間隔都是Δ，我們把這種每一量化級(jí)都相等的量化稱之為均勻量化，根據(jù)這種量化進(jìn)行的編碼稱為線性編碼。均勻量化的間隔是一個(gè)常數(shù)，其大小由輸入信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)決定。如輸入信號(hào)的最大值為H，最小值為L，量化電平數(shù)為N，則均勻量化間隔Δ的大小為均勻量化的量化特性是一條等階距的階梯型曲線，如圖2-8所示，圖中的x和分別是量化器的輸入和輸出，虛線表示未量化時(shí)量化器輸入與輸出的關(guān)系。2．量化噪聲

從圖2-8可以看出，由于用量化值取代了準(zhǔn)確的抽樣值，所以量化過程會(huì)在重現(xiàn)信號(hào)中引入不可消除的誤差，即量化誤差或量化噪聲。在量化范圍內(nèi)，量化誤差的絕對(duì)值。當(dāng)信號(hào)幅度超出量化范圍后，量化值保持不變，，此時(shí)稱為過載。量化噪聲是模擬信號(hào)數(shù)字化所必須付出的代價(jià)，對(duì)話音通信，表現(xiàn)為背景噪聲；對(duì)圖像通信，表現(xiàn)為使連續(xù)變化的灰度出現(xiàn)不連續(xù)現(xiàn)象。量化噪聲對(duì)通信的影響程度究竟如何，即抽樣、量化后的信號(hào)與原信號(hào)的近似程度的好壞，通常用信號(hào)量化信噪比（SNR）來衡量。量化信噪比即量化器輸出端的平均信號(hào)功率與量化噪聲功率之比。對(duì)于語聲信號(hào)，在不考慮輸入信號(hào)過載時(shí)，若對(duì)于用n位二進(jìn)制碼表示的輸出信號(hào)，樣值被分為N個(gè)量階，即N=。2.2.2非均勻量化

在均勻量化中，由于量化噪聲與信號(hào)電平大小無關(guān)。量化誤差的最大值等于量化階距的一半()，所以信號(hào)電平越低，信噪比越小。例如，對(duì)于話音信號(hào)，大聲說話對(duì)應(yīng)的電壓值比小聲的約大倍，而“大聲”出現(xiàn)的概率卻是很小的，主要是“小聲”信號(hào)。為了使小幅度信號(hào)的信噪比滿足要求，而采用非均勻量化。量化間隔不相等的量化稱為非均勻量化，即對(duì)大小信號(hào)采用不同的量化間隔，在量化時(shí)對(duì)大信號(hào)采用大的量化階，對(duì)小信號(hào)采用小的量化階。這樣，大信號(hào)時(shí)量化誤差增大，量化噪聲平均功率增大，從而降低了大信號(hào)時(shí)富裕的信噪比；小信號(hào)時(shí)量化誤差減小，量化噪聲平均功率降低，從而增大了小信號(hào)時(shí)的信噪比。使輸入信號(hào)與量化噪聲之比在小信號(hào)到大信號(hào)的整個(gè)范圍內(nèi)基本一致。采用非均勻量化可以改善小信號(hào)的信噪比，可以做到在不增加量化級(jí)數(shù)N的條件下，使信號(hào)在較寬的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的信噪比達(dá)到指標(biāo)要求。非均勻量化實(shí)現(xiàn)的方法

實(shí)現(xiàn)非均勻量化的方法之一是采用壓縮擴(kuò)張技術(shù)，其原理如圖2-9（a）所示。首先對(duì)信號(hào)進(jìn)行非線性變換，即對(duì)小信號(hào)進(jìn)行放大，大信號(hào)進(jìn)行壓縮；然后對(duì)變換后的信號(hào)進(jìn)行均勻量化，這就等效于對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行了非均勻量化。這一處理過程通常稱為壓縮量化，它是由壓縮器完成的。量化后的信號(hào)經(jīng)過編碼后送到線路上，傳輸?shù)綄?duì)方。為了恢復(fù)原信號(hào)，接收端對(duì)解碼后的信號(hào)要進(jìn)行一次逆變換，即進(jìn)行擴(kuò)張?zhí)幚恚瑪U(kuò)張?zhí)匦耘c壓縮特性相反，即要求壓縮、擴(kuò)張的總傳輸系數(shù)為1，如圖2-9（b）所示?；趯?duì)語音信號(hào)的大量統(tǒng)計(jì)和研究，國際電話電報(bào)咨詢委員會(huì)（CCITT）建議采用兩種壓縮特性。一種是以μ律作為參量的壓擴(kuò)特性，叫做μ律特性；另一種是以A律作為參量的壓擴(kuò)特性，叫做A律特性。早期的A律和μ律壓縮特性是用非線性模擬電路完成的，精度和穩(wěn)定性都受到限制。后來用折線代替勻滑曲線,可用數(shù)字集成電路來實(shí)現(xiàn)壓擴(kuò)律，也就是數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)。采用折線法逼近A律和μ律已形成國際標(biāo)準(zhǔn)，μ律主要用于美國、加拿大和日本等國的PCM24路基群系統(tǒng)中，A律主要用于我國和英、法、德等歐洲各國的PCM30/32路基群系統(tǒng)中，且在國際通信中一致采用A律。但不論是A律還是μ律，其壓縮特性都具有對(duì)數(shù)特性，是關(guān)于原點(diǎn)呈中心對(duì)稱的曲線。在這里我們只討論A律特性。1）A律特性A律特性的表示式為、

式（2-7）式中，A為壓擴(kuò)系數(shù)，表示壓縮的程度。A的取值不同，壓縮特性也不同。當(dāng)A等于1時(shí)，對(duì)應(yīng)于均勻量化，無壓縮。當(dāng)A值越大時(shí)，在小信號(hào)處斜率越大，對(duì)提高小信號(hào)的信噪比越有利，如圖2-9所示（2）A律13折線

圖2-10為近似A律13折線壓縮曲線，①~⑧為折線的段號(hào)。圖2-10中x和y分別表示歸一化輸入和輸出信號(hào)的幅度。將x軸的區(qū)間（0,1）不均勻地分為8段，分段的規(guī)律是按段距為1/2的冪次分段，然后，每段再均勻地分為16等分，每一等分作為一個(gè)量化層。因此在（0,1）范圍共有8×16＝128個(gè)量化層，但各段上的階距是不均勻的，把y軸在（0,1）區(qū)間均勻地分為8段，每段再等分為16份，因此y軸在（0,1）范圍被分為128個(gè)均勻的量化層。將x和y的分段點(diǎn)連接起來，在正、負(fù)方向上分別得到8個(gè)折線段，正方向的1、2段和負(fù)方向的1、2段斜率相同，因此可連在一起作為一段，于是在正、負(fù)兩個(gè)方向上共形成13段折線。這就是非均勻壓縮的A律13折線壓縮特性，與A值等于87.6所得到的壓擴(kuò)曲線接近。2.3脈沖編碼調(diào)制

編碼就是把量化后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成代碼的過程。有多少個(gè)量化值就需要有多少個(gè)代碼組，代碼組的選擇是任意的，只要滿足與樣值成一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系即可，PCM編碼采用的是折疊二進(jìn)制碼。這里講的編碼是對(duì)語聲信號(hào)的信源編碼，是將語聲信號(hào)（模擬信號(hào)）變換成數(shù)字信號(hào)，編碼過程是摸/數(shù)變換，記作A/D；解碼是指數(shù)字信號(hào)還原成模擬信號(hào)，是數(shù)/摸變換，記作D/A。

在A律13折線編碼中，正負(fù)方向共有16個(gè)段落，在每一段落內(nèi)有16個(gè)均勻分布的量化電平，因此總的量化電平數(shù)N=16×16=256=28，編碼位數(shù)n=8。設(shè)為8位碼的8個(gè)比特，各位碼字的意義如下。1．極性碼

極性碼表示信號(hào)樣值的正負(fù)極性，“1”表示正極性，“0”表示負(fù)極性。2．段落碼段落碼可表示為000～111，表示信號(hào)絕對(duì)值處在哪個(gè)段落，3位碼可表示8個(gè)段落，代表了8個(gè)段落的起始電平值。3．段內(nèi)碼段內(nèi)碼用于表示抽樣值在任一段落內(nèi)所處的位置，4位碼表示為0000～1111，代表了各段落內(nèi)的16個(gè)量化電平值。由于各段落長度不同，每段落又被均勻分為16小段后，每一小段的量化值也不同。第①大段和第②大段長為1/128，等分16個(gè)單位后，每一量化單位為1/128×1/16=1/2048。若以第1段、第2段中的每一量化單位1/2048作為一個(gè)最小均勻量化階距Δ，則各段的量階如表2.3所示?？筛鶕?jù)以上分析，對(duì)于某一個(gè)樣值，可以確定出一個(gè)碼字的8位碼，這個(gè)過程稱為編碼。反之，一個(gè)碼字的8位碼，也可以對(duì)應(yīng)還原為一個(gè)量化值，這個(gè)過程稱為解碼。在編碼器的本地譯碼電路中，采用7/11位線性變換，使得量化誤差有可能大于本段落量化間隔的一半,為減小誤差,在收端要加上半個(gè)量化級(jí)，所以發(fā)端量化后的電平（即重建PAM）是有區(qū)別的。一般稱發(fā)端量化后的電平為碼字電平（也叫編碼電平），稱收端解碼后的電平為解碼電平，其表達(dá)式為

碼字電平=段落起始電平＋（8＋4＋2＋）·

解碼電平=碼字電平＋

量化誤差=2.3.2基本原理

目前采用較多的是逐級(jí)反饋型編碼器來實(shí)現(xiàn)非線性編碼。逐次反饋型編碼原理框圖如圖2-11所示，由整流、極性判斷、保持、比較、本地譯碼器等主要幾部分組成。樣值PAM信號(hào)分作兩路，一路送入極性判斷進(jìn)行判決，編出極性碼。另一路信號(hào)經(jīng)整流電路變成單極性信號(hào)；保持電路對(duì)樣值在編碼期間內(nèi)保持抽樣的瞬時(shí)幅度不變；本地譯碼器的作用是將除極性碼以外的～各位碼逐位反饋，并生成與之對(duì)應(yīng)的判定門限；比較器根據(jù)整流電路送來的樣值幅度與本地譯碼器輸出的判定值進(jìn)行比較，逐位形成～各位碼。圖2.11中，代表信號(hào)幅度，代表本地解碼的輸出，把作為每次比較的起始標(biāo)準(zhǔn)；當(dāng)>時(shí)，比較器判斷輸出“1”；當(dāng)<時(shí)，比較器判斷輸出“0”。2.3.3A律13折線編碼方法

由上面的編碼可以看出，編第i位碼的判定門限值（除i=1，2外）都要由前面已編出的位碼來決定，所以要將前面已編出的碼位反饋回來控制下一個(gè)門限值的輸出，而這種編碼是通過一次次的比較實(shí)現(xiàn)的，所以稱為逐次反饋型編碼。2.3.4解碼

解碼是根據(jù)A律13折線壓擴(kuò)特性，將收到的PCM信號(hào)還原成PAM樣值信號(hào)，即實(shí)現(xiàn)數(shù)/模變換（D/A變換）。解碼器一般采用電阻解碼網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)，目前多采用權(quán)電流線性電阻網(wǎng)解碼，其解碼框圖如圖2.12所示。與圖2.11中本地譯碼器很相似，它主要由記憶電路、7/12碼變換電路、極性控制、寄存器讀出電路、恒流源及線性電阻網(wǎng)組成。1．記憶電路它的作用是將次序輸入的串行PCM碼變成同時(shí)輸出的并行碼，一起送入極性控制和7/12碼元變換電路中，所以它是一個(gè)串/并變換電路。2．極性控制

它的作用是根據(jù)收到的極性碼是“1”還是“0”來辨別PCM信號(hào)的極性，使譯碼后的PAM信號(hào)的極性恢復(fù)成與發(fā)送端相同的極性。3．7/12碼變換電路它的作用是使輸出的線性碼增加一位碼，即在將7位非線性的幅度碼變成11位的線性碼基礎(chǔ)上，再附加一個(gè)第12位，人為地補(bǔ)上半個(gè)量化間隔，使量化誤差不超過半個(gè)量化級(jí),從而改善量化信噪比.這樣在解碼中代碼變換就將7位變?yōu)?2位。12位線性碼的權(quán)值如表3.5所示。4．寄存器讀出電路

作用是緩沖解碼的時(shí)間，把存入的信號(hào)在確定的時(shí)刻一齊讀出到解碼網(wǎng)絡(luò)中。送出的并行12位線性碼代表一個(gè)量化樣值幅度，用它去控制相應(yīng)的恒流源及電阻網(wǎng)絡(luò)的開關(guān)，就會(huì)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的解碼輸出，得到的是PAM的量化樣值。5．恒流源及線性電阻網(wǎng)

解碼網(wǎng)絡(luò)由恒流源、碼元控制開關(guān)、線性電阻網(wǎng)組成。12位碼元分別控制相應(yīng)的碼元控制開關(guān)，當(dāng)某些位碼元為1時(shí)，開關(guān)閉合，對(duì)應(yīng)的恒定電流源就會(huì)流經(jīng)電阻網(wǎng)絡(luò)，最后得到的輸出的電壓總和正比于編碼信號(hào)所代表的模擬信號(hào)幅度量化樣值。2.4.1增量調(diào)制

增量調(diào)制簡稱ΔM（或DM），最早由法國工程師DeLoraine于1946年提出來的，是不同于PCM的另一種模擬信號(hào)數(shù)字化的方法。ΔM的基本思想是利用相鄰樣值信號(hào)幅度的相關(guān)性，以相鄰樣值的相對(duì)大小變化來反映模擬信號(hào)的變化規(guī)律，就是將前一樣值點(diǎn)與當(dāng)前樣值點(diǎn)的幅值之差（即增量）進(jìn)行編碼，這種利用差值編碼進(jìn)行的通信稱為“增量調(diào)制（DeltaModulation）”。

顯然，ΔM由于只對(duì)相鄰樣值點(diǎn)的幅值之差進(jìn)行編碼，所以要求的編碼位數(shù)不高，可以簡化語音編碼的方法，縮短二進(jìn)制碼組的長度。在低比特率時(shí)，ΔM的量化信噪比高于PCM。在話音數(shù)字傳輸中，主要采用PCM系統(tǒng)，但當(dāng)通信容量不大、質(zhì)量要求不高時(shí)，一般采用增量調(diào)制ΔM（或DM）系統(tǒng)。小結(jié)

模擬信號(hào)的數(shù)字化過程經(jīng)過抽樣、量化、編碼三個(gè)步驟，即脈沖編碼調(diào)制（PCM）的過程。對(duì)模擬信號(hào)抽樣，首先考慮該模擬信號(hào)是低通型信號(hào)還是帶通型信號(hào)，再根據(jù)其抽樣定理選擇適當(dāng)?shù)某闃铀俾?。?shù)字化的第二個(gè)過程是量化，量化分均勻量化和非均勻量化兩種。均勻量化也稱為線性量化，它將PAM的取值范圍均勻分成N等份（N=2n）。非均勻量化將小信號(hào)量化級(jí)分得較小，大信號(hào)量化級(jí)分得較大，即量化級(jí)是非均勻的，用較少的編碼位數(shù)獲得較大的信噪比。13折線A律壓擴(kuò)特性是一種數(shù)字非均勻量化方法。第三個(gè)過程是編碼，PCM編碼系統(tǒng)用8bit數(shù)字碼來表示一個(gè)樣值，其中B1為極性碼（“1”為正極性，“0”為負(fù)極性），B2B3B4為段落碼，用來表示樣值的幅度屬于8個(gè)段落中的那一段，B5B6B7B8為段內(nèi)碼，用來表示樣值屬于該段落中的哪一個(gè)量化級(jí)。PCM譯碼為了減小量化誤差，在譯碼時(shí)人為地增加了半個(gè)量化級(jí)。在實(shí)際中，通常量化和編碼是同時(shí)進(jìn)行的。

增量調(diào)制（△M）系統(tǒng)用一位編碼來跟蹤信號(hào)m（t）的變化。當(dāng)信號(hào)m（t）斜率較大時(shí)，會(huì)出現(xiàn)斜率過載失真；當(dāng)斜率較小時(shí)，會(huì)出現(xiàn)顆粒噪聲。增量總和調(diào)制（Δ-Σ）則改善了其失真程度。而壓縮編碼可以減少傳輸和存儲(chǔ)中的數(shù)據(jù)量。一般有有損編碼和無損編碼兩種類型。比較常見的壓縮編碼技術(shù)有差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）、自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）、變換編碼等。

第三章數(shù)字信號(hào)基帶傳輸數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)即傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸系統(tǒng)。數(shù)字基帶信號(hào)指信源產(chǎn)生未經(jīng)調(diào)制的原始電信號(hào)。數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的模型如圖3-1所示，它主要包括碼型變換器、發(fā)送濾波器、信道、接收濾波器和取樣判決器等部分。3.1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖3-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)模型圖3-1中各部件的功能如下：發(fā)送濾波器：即信道信號(hào)形成器，產(chǎn)生適合于信道中傳輸?shù)幕鶐盘?hào)形。傳輸信道：基帶信號(hào)傳輸媒介（通常為有線信道）。介入的噪聲n(t)：是均值為零的高斯白噪聲。接收濾波器：接收有用信號(hào)，濾除帶外噪聲，對(duì)信道特性均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。抽樣判決器：對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣、判決和再生（恢復(fù)基帶信號(hào)）。同步提取：從接收信號(hào)中提取用來抽樣的未定時(shí)脈沖。碼型譯碼：將抽樣判決器送出的信號(hào)還原成原始信碼。3.2.1

數(shù)字基帶信號(hào)數(shù)字基帶信號(hào)一般用電波形表示相應(yīng)的消息代碼，采用的電波形有矩形脈沖，升余弦脈沖，高斯形脈沖，半余弦波形等。由于矩形脈沖易于產(chǎn)生、變換且簡單，因此常常采用矩形脈沖表示。常見的基帶信號(hào)波形有單極性不歸零波形（NRZ）、單極性歸零波形（RZ）、雙極性不歸零波形、雙極性歸零波形、多電平波形、差分波形。3.2數(shù)字基帶信號(hào)及頻譜特性1、 單極性不歸零波形（NRZ）單極性不歸零波形，用正電平、零電平分別表示“1”，“0”碼。如圖3-2（a）所示，在整個(gè)碼元周期內(nèi)，“1”碼始終維持正電平，“0”碼始終維持零電平。2、 單極性歸零波形（RZ）單極性歸零波形同樣用正電平、零電平表示“1”，“0”碼，不同的是“1”碼元在其碼元周期內(nèi)電平會(huì)提前歸于零電位，如圖3-2（b）所示。假定碼元周期為TB，“1”碼元維持正電平的時(shí)間為t，則t/TB稱為占空比。3、 雙極性不歸零波形雙極性不歸零波形用正、負(fù)電平分別表示“1”，“0”碼。在整個(gè)碼元周期內(nèi)，“1”碼始終維持正電平，“0”碼始終維持負(fù)電平，如圖3-2（c）所示。4、 雙極性歸零波形雙極性歸零波形同樣用正、負(fù)電平分別表示“1”，“0”碼。區(qū)別在于，在每個(gè)碼元周期內(nèi)都會(huì)回到零電平，如圖3-2（d）所示。特點(diǎn)：電脈沖寬度小于碼元寬度，每個(gè)脈沖都回到零電位，且p(0)=p(1)時(shí)，無直流。7)TSl6：信令與復(fù)幀同步時(shí)隙，用于傳送話路信令，如呼叫、應(yīng)答等，在復(fù)幀結(jié)構(gòu)下分配使用。8)TS1～TS15和TS17～TS31：共30個(gè)時(shí)隙，傳送30路話音或數(shù)據(jù)信號(hào)的8位二進(jìn)制編碼碼組。（2）復(fù)幀結(jié)構(gòu)1)由16個(gè)幀組成，幀周期2ms。2)采用共路信令方式，將16個(gè)幀的TS16集中起來傳送信令，本路信令與本路語音不在一個(gè)時(shí)隙里傳送。3)設(shè)復(fù)幀中包含F(xiàn)0，F(xiàn)1，…F15共16個(gè)幀，則：F0的TS16前4位發(fā)復(fù)幀同步碼“0000”，第6位A2為復(fù)幀失步告警碼，其余位碼備用，可暫發(fā)“1”；F1～F15的TS16前4位碼用來依次傳送1～15話路的信令碼，后4位則依次傳送16～30話路的信令碼。5、 差分波形差分波形是用波形的相對(duì)變化表示“1”,“0”碼，與碼元本身電位或極性無關(guān)，亦稱相對(duì)碼（上述單雙極性碼亦可稱為絕對(duì)碼），如圖3-2（e）所示。其波形變換規(guī)則為：0碼：相鄰碼元電平不變；

1碼：相鄰碼元電平變化。由于差分波形依靠前后碼元波形的相對(duì)變化表示，因此，即使信號(hào)在傳輸?shù)倪^程中出現(xiàn)了反相，接收端依然能正確的判決。6、 多電平波形多值（多電平）波形指多個(gè)二進(jìn)制符號(hào)對(duì)應(yīng)一個(gè)脈沖的波形形式，如圖3-2（f）所示。數(shù)字基帶信號(hào)通常是一個(gè)隨機(jī)的脈沖序列。若其各碼元波形相同而電平取值不同，則可表示為

（3-1）3.2.2數(shù)字基帶信號(hào)頻譜特性式中，an是第n個(gè)碼元所對(duì)應(yīng)的電平值（隨機(jī)量）；Ts為碼元持續(xù)時(shí)間；g(t)為某種脈沖波形。數(shù)字基帶信號(hào)s(t)的頻譜特性可以用功率譜密度來描述。

設(shè)二進(jìn)制隨機(jī)信號(hào)為

（3-2）其中

則s(t)的功率譜密度為

（3-3）式中，為碼元速率；和分別為g1(t)和g2(t)的傅里葉變換。式(3-3)告訴我們以下結(jié)論：（1） 二進(jìn)制隨機(jī)信號(hào)的功率譜密度包括連續(xù)譜（第一項(xiàng)）和離散譜（第二項(xiàng)）。（2） 連續(xù)譜總是存在的，因?yàn)閷?shí)際中，譜的形狀取決于g1(t)和g2(t)的頻譜及概率p。（3） 離散譜通常也存在，但對(duì)于雙極性信號(hào)g1(t)=-g2(t)，且等概（P=1/2）時(shí)離散譜消失。（4） 通常，根據(jù)連續(xù)譜可以確定信號(hào)的帶寬；根據(jù)離散譜可以確定隨機(jī)序列是否有直流分量和位定時(shí)分量。這也正是我們分析頻譜的目的。作為示例，圖3-3中畫了圖3-2中單極性及雙極性波形在等概率（P=1/2）條件下的功率譜密度。

圖3-3單極性及雙極性波形功率譜結(jié)論：單極性不歸零波形占用頻帶窄，但是含有直流分量，難以直接在信道上傳輸，所以一般很少采用，只適合極短距離傳輸；單極性歸零波形相比與單極性不歸零波形，顯著的優(yōu)點(diǎn)是可以提取同步信號(hào)；雙極性波形相比于單極性波形而言，由于從平均統(tǒng)計(jì)學(xué)來看，“1”碼和“0”碼出現(xiàn)的概率相同，因此，不含直流分量，且抗噪性能更好，其中雙極性不歸零波形常在CCITT的V系列接口標(biāo)準(zhǔn)或RS232接口標(biāo)準(zhǔn)中使用，但由于不含諧波分量，因此，不能提取同步分量；雙極性歸零碼除具有雙極性不歸零碼的其他特點(diǎn)外，通過簡單的變形，依然可以獲取到同步信號(hào)，因此，雙極性歸零碼具有抗干擾能力強(qiáng)，不含直流分量，便于同步信號(hào)提取等特點(diǎn)，應(yīng)用廣泛。3.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸碼型一般線路碼型應(yīng)該具備以下特性：（1） 不含直流分量，低頻及高頻分量也應(yīng)盡可能的少。由于在基帶傳輸系統(tǒng)中，往往存在著一些電容等隔直設(shè)備，不利于直流及低頻分量的傳輸。此外，高頻分量的衰減隨傳輸距離的增加會(huì)快速地增大，另一方面，過多的高頻分量還會(huì)引起話路之間的串?dāng)_，因此希望數(shù)字基帶信號(hào)中的高頻分量也要盡量的少。（2）容易提取時(shí)鐘信號(hào)。數(shù)字通信系統(tǒng)中，收發(fā)雙發(fā)必須保持嚴(yán)格同步，一般接收端的定時(shí)需要從接收信號(hào)提取，因此，線路碼型應(yīng)該易于提取時(shí)鐘信號(hào)。應(yīng)該具備一定的自檢能力。信號(hào)在傳輸?shù)倪^程中，不可避免會(huì)受到干擾，當(dāng)出現(xiàn)誤碼時(shí)，就會(huì)破環(huán)碼型的特有規(guī)律，接收端就能依此自檢。編碼方案與信源統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)，碼型變換應(yīng)易于實(shí)現(xiàn)，設(shè)備盡量簡單。

根據(jù)以上要求，常用的數(shù)字基帶傳輸線路碼型有AMI碼、CMI碼、HDB3碼、雙相碼等。3.3.2常用線路碼型1AMI碼AMI碼是傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼，編碼時(shí)將原二進(jìn)制信息碼流中的“1”用交替出現(xiàn)的正、負(fù)電平（+1碼、-1碼）表示；“0”用0電平表示，所以在AMI碼的輸出碼流中總共有三種電平出現(xiàn)，并不代表三進(jìn)制，所以它又可歸類為偽三元碼。示例如下。

碼元序列：010011011011AMI碼：0+100-1+10-1+10-1+1AMI碼的優(yōu)點(diǎn)：功率譜中無直流分量，低頻分量較?。唤獯a容易；利用傳號(hào)時(shí)是否符合極性交替原則，可以檢測誤碼。AMI碼的缺點(diǎn):當(dāng)信息流中出現(xiàn)長連0碼時(shí)AMI碼中無電平跳變，會(huì)丟失定時(shí)信息（通常PCM傳輸線中連0碼不允許超過15個(gè)）。2HDB3碼HDB3碼保持了AMI碼的優(yōu)點(diǎn)還增加了電平跳變，它的全稱是三階高密度雙極性碼，也是偽三元碼。如果原二進(jìn)制信息碼流中連“0”的數(shù)目小于4，那么編制后的HDB3碼與AMI碼完全一樣。當(dāng)信息碼流中連“0”數(shù)目等于或大于4時(shí)，將每4個(gè)連“0”編成一個(gè)組即取代節(jié)，可以是“000V”，也可以是“B00V”,其中B和V可以為正極性也可以為負(fù)極性，具體編碼規(guī)則如下：①“0000”中的第四個(gè)“0”用V取代，V是破壞脈沖（它破壞B碼之間±極性交替原則），V碼的極性應(yīng)該與其前方最后一個(gè)非“0”碼的極性相同；②“0000”中的第一個(gè)“0”可能是“0”，也可能是B，當(dāng)兩個(gè)V之間的非“0”碼個(gè)數(shù)為偶數(shù)，則需要用“B00V”取代“0000”，其中B的極性與前方最后一個(gè)非“0”碼的極性相反，V的極性與B的極性相同；當(dāng)兩個(gè)V之間的非“0”碼個(gè)數(shù)為奇數(shù)，則需要用“000V”取代“0000”，V碼的極性應(yīng)該與其前方最后一個(gè)非“0”碼的極性相同；碼元序列：10010110000110100001HDB3(V+)：-100+10-1+1B-00V-+1-10+1000V+-1HDB3碼較綜合地滿足了對(duì)傳輸碼型的各項(xiàng)要求，所以被大量應(yīng)用于復(fù)接設(shè)備中，在ΔM、PCM等終端機(jī)中也采用HDB3碼型變換電路作接口碼型。3數(shù)字雙相碼數(shù)字雙相碼，又稱分相碼或稱曼徹斯特碼。它屬于1B2B碼，即在原二進(jìn)制一個(gè)碼元時(shí)隙內(nèi)有兩種電平，例如“1”碼可以用“10”脈沖，“0”碼用“01”脈沖表示。碼元序列：010011011011雙相碼

：100110100101100101100101數(shù)字雙相碼的優(yōu)點(diǎn)：在每個(gè)碼元時(shí)隙的中心都有電平跳變，因而頻譜中有定時(shí)分量，并且由于在一個(gè)碼元時(shí)隙內(nèi)的兩種電平各占一半，所以不含直流成分。缺點(diǎn)是傳輸速率增加了一倍，頻帶也展寬了一倍。主要用于局域網(wǎng)。4CMI碼CMI碼是傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼的簡稱，也可歸類于1B2B碼，CMI碼將信息碼流中的“1”碼用交替出現(xiàn)的“11”、“00”表示；“0”碼統(tǒng)統(tǒng)用“01”表示。碼元序列：010011011011CMI碼

：011101010011010011010011CMI碼的優(yōu)點(diǎn)除了與數(shù)字雙相碼一樣外還具有在線錯(cuò)誤檢測功能，如果傳輸正確，則接收碼流中出現(xiàn)的最大脈沖寬度是一個(gè)半碼元時(shí)隙。因此CMI碼以其優(yōu)良性能被原CCITT建議作為PCM四次群的接口碼型，它還是光纖通信中常用的線路傳輸碼型。3.4數(shù)字基帶傳輸碼間串?dāng)_及其消除3.4.1基帶傳輸中的碼間串?dāng)_所謂碼間串?dāng)_，就是數(shù)字基帶信號(hào)通過基帶傳輸系統(tǒng)時(shí)，由于系統(tǒng)（主要是信道）傳輸特性不理想，或者由于信道中加性噪聲的影響，使收端脈沖展寬，延伸到鄰近碼元中去，從而造成對(duì)鄰近碼元的干擾，我們將這種現(xiàn)象稱為碼間串?dāng)_。圖3-5碼間干擾示例3.4.2碼間干擾的消除1無碼間干擾的時(shí)域條件分析由于碼間干擾主要是由于傳輸信道不理想及噪聲的影響，使得傳輸波形發(fā)生展寬、拖尾導(dǎo)致的，因此，要想獲得良好的基帶傳輸系統(tǒng)，則必須最大限度地提高系統(tǒng)傳輸特性和減少噪聲干擾的影響。在此，我們把基帶傳輸系統(tǒng)模型作一簡化，如圖3-6所示。

圖3-6基帶傳輸簡化模型圖3-6中

為傳輸函數(shù)，其中

、

、

分別為發(fā)送濾波器、信道、接收濾波器的傳輸特性。該系統(tǒng)對(duì)應(yīng)的單位沖激相應(yīng)為

（3-4）假定{an}為輸入符號(hào)序列，對(duì)于二進(jìn)制信號(hào)，可將此信號(hào)表示為

（3-5）接收濾波器輸出信號(hào)y(t)可表示為

（3-6）nR(t)是加性噪聲n(t)經(jīng)過接收濾波器后輸出的窄帶噪聲。抽樣判決對(duì)y(t)進(jìn)行抽樣判決。設(shè)對(duì)第k個(gè)碼元進(jìn)行抽樣判決，抽樣判決時(shí)刻應(yīng)在收到第k個(gè)碼元的最大值時(shí)刻，設(shè)此時(shí)刻kTs+t0(t0是信道和接收濾波器所造成的延遲)，把t=kTs+t0帶入，則有該式中第①項(xiàng)是第k個(gè)碼元本身產(chǎn)生的所需抽樣值，第②項(xiàng)是除第k個(gè)碼元以外的其他碼元產(chǎn)生的不需要的串?dāng)_值，稱為碼間串?dāng)_。第③項(xiàng)是第k個(gè)碼元抽樣判決時(shí)刻噪聲的瞬時(shí)值，是一個(gè)隨機(jī)變量，也影響第k個(gè)碼元的正確判決。由此可知，要想消除碼間干擾，只需第2項(xiàng)和第3項(xiàng)為0，在不考慮信道噪聲的情況下，只需滿足（3-8）但an是隨機(jī)變化的，要想通過各項(xiàng)疊加互相抵消是不可能的，最好的辦法就是讓前一碼元在后一碼元抽樣之前衰減到0，如圖3-7（a）所示，但這樣的波形在實(shí)際中不易實(shí)現(xiàn)，因此，考慮采用圖3-7(b)所示的這種波形，雖然在后一碼元抽樣之前未衰減為0，但剛好處于它的過0點(diǎn)，正好能滿足式（3-8）要求，這也是碼間干擾消除的基本思想。（a）（b）圖3-7消除碼間干擾的理想波形滿足圖3-7（b）的系統(tǒng)沖激響應(yīng)可表示為：

（3-9）即抽樣時(shí)刻（點(diǎn)）除當(dāng)前碼元有抽樣值之外，其它各抽樣點(diǎn)上的取值均應(yīng)為0，因此，式3-9就是消除碼間干擾的時(shí)域條件。2無碼間干擾的頻域條件分析根據(jù)信號(hào)與系統(tǒng)相關(guān)理論，可以知道

（3-10）滿足此式的H（w）就是能實(shí)現(xiàn)無碼間串?dāng)_的基帶傳輸函數(shù)，即頻域條件。最簡單的無碼間串?dāng)_的基帶傳輸函數(shù)是理想低通濾波器的傳輸特性，如式3-11所示。（3-11）式中K為常數(shù)代表帶內(nèi)衰減。波形如圖3-8所示。圖3-8理想低通傳輸濾波器特性此時(shí)，若用單位脈沖去激勵(lì)該理想低通濾波器，則可得其輸出相應(yīng)波形如圖3-9所示符合理想低通的傳輸系統(tǒng)，雖然可以消除碼間干擾，但是理想低通濾波器在實(shí)際中確是不可實(shí)現(xiàn)，主要在于理想低通存在有以下缺點(diǎn)：（1）工程不易實(shí)現(xiàn)，濾波器截至特性不會(huì)做得狠陡。（2）接收時(shí)對(duì)判斷要求很嚴(yán)。（3）沖激響應(yīng)衰減慢，拖尾長。因此，為了尋找到具有類似效果的傳輸系統(tǒng)，考慮將理想低通的銳截止特性進(jìn)行適當(dāng)?shù)摹皥A滑”，即可物理上實(shí)現(xiàn)。如圖3-10，這是一個(gè)具有升余弦滾降特性傳遞函數(shù)的低通濾波器。圖3-10（a）圖中的α稱為滾降因子。為帶寬的擴(kuò)展量與奈奎斯特帶寬Wc之比。

α越大，抽樣函數(shù)的拖尾振蕩起伏越小、衰減越快。與理想低通相比，它付出的代價(jià)是帶寬增加了一倍。此時(shí)系統(tǒng)的最高傳碼率雖然沒變，但頻帶寬度已被擴(kuò)展，α在0—1之間變化。1.插入導(dǎo)頻法這種方法與載波同步時(shí)的插入導(dǎo)頻法類似，也是在基帶信號(hào)頻譜的零點(diǎn)處插入所需的位定時(shí)導(dǎo)頻信號(hào)，如圖5-15所示。其中，圖(a)為常見的雙極性不歸零基帶信號(hào)的功率譜，插入導(dǎo)頻的位置是1/Tb；圖(b)表示經(jīng)某種相關(guān)變換的基帶信號(hào)，其譜的第一個(gè)零點(diǎn)為

，插入導(dǎo)頻應(yīng)在1/2Tb處。在接收端，對(duì)圖5.15（a）的情況，經(jīng)中心頻率為1/Tb的窄帶濾波器，就可從解調(diào)后的基帶信號(hào)中提取出位同步所需的信號(hào)，這時(shí)，位同步脈沖的周期與插入導(dǎo)頻的周期一致；對(duì)圖5.15（b）的情況,窄帶濾波器的中心頻率應(yīng)為1/2Tb，所提取的導(dǎo)頻需經(jīng)倍頻后，才得所需的位同步脈沖。

例：已知RB=56×103kb/s,求基帶傳輸時(shí)取α=0.25，α=0.5時(shí)所需實(shí)際信道帶寬。解：先求奈奎斯特帶寬（頻率）∵BN=RB/2=56×103/2=28KHz∵α=（B-BN）/BN∴B=(1+α)BNB=(1+0.25)28=35KHzB=(1+0.5)28=56KHz3.5基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能影響數(shù)據(jù)可靠傳輸?shù)囊蛩赜袃蓚€(gè):(1)碼間干擾：理論上,當(dāng)傳輸特性滿足一定的條件時(shí)可消除。(2)信道噪聲：即高斯白噪聲,時(shí)時(shí)刻刻存在于系統(tǒng)中,而且是不可消除的。它對(duì)傳輸數(shù)字信號(hào)的危害:引起誤碼。將“1”信號(hào)錯(cuò)判為“0”信號(hào)，或使“0”錯(cuò)判為“1”。3.6眼圖一個(gè)實(shí)際的數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)，是不可能完全消除碼間干擾的，尤其是在信道不可能完全確知的情況下，要計(jì)算誤碼率非常困難。評(píng)價(jià)系統(tǒng)性能的實(shí)用方法是分析眼圖，即利用示波器觀察接收信號(hào)波形的質(zhì)量。眼圖的功能1．能夠觀察碼間串?dāng)_和噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響；2．估價(jià)一個(gè)基帶傳輸系統(tǒng)的優(yōu)劣；3．用眼圖調(diào)整時(shí)域均衡器的特性。為了進(jìn)一步說明眼圖和系統(tǒng)性能之間的關(guān)系，我們把眼圖簡化成一個(gè)模型，示于圖中，（1）最佳抽樣判決時(shí)刻對(duì)應(yīng)于眼睛張開最大的時(shí)刻；（2）判決門限電平對(duì)應(yīng)于眼圖的橫軸；（3）最大信號(hào)失真量即信號(hào)畸變范圍用眼皮厚度（圖中上下陰影的垂直厚度）表示；（4）噪聲容限是用信號(hào)電平減去眼皮厚度，它體現(xiàn)了系統(tǒng)的抗噪聲能力，；（5）過零點(diǎn)畸變?yōu)閴涸跈M軸上的陰影長度，它會(huì)影響系統(tǒng)的定時(shí)標(biāo)準(zhǔn)（有些接收機(jī)的定時(shí)標(biāo)準(zhǔn)是由經(jīng)過判決門限點(diǎn)的平均位置決定的）；（6）對(duì)定時(shí)誤差的靈敏度由斜邊的斜率反映，越大靈敏度越高，對(duì)系統(tǒng)的影響越大?？傊?，掌握了眼圖的各個(gè)指標(biāo)后，在利用均衡器對(duì)接收信號(hào)波形進(jìn)行均衡處理時(shí)，只需觀察眼圖就可以判斷均衡效果，確定信號(hào)傳輸?shù)幕举|(zhì)量。第四章數(shù)字信號(hào)的頻帶傳輸

4.1數(shù)字頻帶傳輸在大多數(shù)的數(shù)字通信系統(tǒng)中，通常選擇正弦波信號(hào)為載波，這一點(diǎn)與模擬調(diào)制沒有什么本質(zhì)的差異，它們均屬于正弦波調(diào)制。然而數(shù)字調(diào)制與模擬調(diào)制又有不同點(diǎn)，其不同點(diǎn)在于模擬調(diào)制需要對(duì)載波信號(hào)的參量連續(xù)進(jìn)行調(diào)制，在接收端需要對(duì)載波信號(hào)的已調(diào)參量連續(xù)進(jìn)行估值；而在數(shù)字調(diào)制中則可用載波信號(hào)參量的某些離散狀態(tài)來表征所傳輸?shù)男畔ⅲ诮邮斩艘仓灰獙?duì)載波信號(hào)的調(diào)制參量有限個(gè)離散值進(jìn)行判決，以便恢復(fù)出原始信號(hào)。4.2二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制

由于數(shù)字通信具有建網(wǎng)靈活，容易采用數(shù)字差錯(cuò)控制技術(shù)和數(shù)字加密，便于集成化，并能夠進(jìn)入ISDN，所以數(shù)字調(diào)制技術(shù)廣泛應(yīng)用在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中。數(shù)字調(diào)制用數(shù)字基帶信號(hào)改變正弦型載波的幅度、頻率或相位中的某一個(gè)參數(shù)，產(chǎn)生相應(yīng)的數(shù)字振幅調(diào)制、數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制。隨著數(shù)字通信技術(shù)發(fā)展的需要，也可以用數(shù)字基帶信號(hào)去改變正弦型載波的幅度、頻率或相位中的某幾個(gè)參數(shù)，產(chǎn)生新型的數(shù)字調(diào)制技術(shù)。

對(duì)于數(shù)字調(diào)制技術(shù)一般分為兩種類型：一是將數(shù)字基帶信號(hào)當(dāng)作模擬信號(hào)的特殊情況處理，就可用模擬方法去實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制；二是利用數(shù)字信號(hào)的離散取值特點(diǎn)鍵控載波，從而實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制，稱這種方法為鍵控法。

所謂“鍵控”是指一種如同“開關(guān)”控制的調(diào)制方式。比如對(duì)于二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)，由于調(diào)制信號(hào)只有兩個(gè)狀態(tài)，調(diào)制后的載波參量也只能具有兩個(gè)取值，其調(diào)制過程就像用調(diào)制信號(hào)去控制一個(gè)開關(guān)，從兩個(gè)具有不同參量的載波中選擇相應(yīng)的載波輸出，從而形成已調(diào)信號(hào)。“鍵控”就是這種數(shù)字調(diào)制方式的形象描述。與模擬調(diào)制中的幅度調(diào)制、頻率調(diào)制和相位調(diào)制相對(duì)應(yīng)，數(shù)字調(diào)制也分為三種基本方式：幅度鍵控（ASK）、頻移鍵控（FSK）和相移鍵控（PSK）。4.2.1一般原理與實(shí)現(xiàn)方法

二進(jìn)制幅移鍵控是利用載波幅度隨著二進(jìn)制調(diào)制信號(hào)1和0的取值而在兩個(gè)狀態(tài)之間變化的調(diào)制方法。二進(jìn)制幅度鍵控中最簡單的形式稱為通——斷鍵控（OOK），即載波在數(shù)字信號(hào)1或0的控制下來使開關(guān)實(shí)現(xiàn)通或斷，如圖4.10(a)所示。產(chǎn)生2ASK信號(hào)的具體電路很多，但可用如圖4.10(b)所示電路模型實(shí)現(xiàn)，即將調(diào)制器用一個(gè)乘法器來實(shí)現(xiàn)。輸出2ASK信號(hào),波形圖如圖4.10(c)所示。1.二進(jìn)制幅移鍵控信號(hào)實(shí)現(xiàn)方法2ASK信號(hào)其數(shù)學(xué)表達(dá)式為：SASK(t)=e(t)cosωCt（4.3）2ASK信號(hào)的解調(diào)具體方法主要有兩種：非相干解調(diào)法和相干解調(diào)法。2.二進(jìn)制幅移鍵控信號(hào)的解調(diào)cosωCte(t)乘法器e(t)SASK(t)cosωcttcosωCtte(t)tSASK(t)圖4.102ASK調(diào)制方法及波形(a)OOK示意圖(b)2ASK調(diào)制框圖(c)波形圖(1)非相干解調(diào)法

包絡(luò)檢波法是常用的一種非相干解調(diào)的方法，包絡(luò)檢波器往往是半波或者全波整流器，整流后通過低通濾波器濾波（平滑），即可獲得原來基帶信號(hào)e(t)。2ASK信號(hào)的包絡(luò)解調(diào)與AM信號(hào)的解調(diào)有相似之處，但不同的是2ASK信號(hào)解調(diào)在低通濾波器后增加抽樣判決器和定時(shí)脈沖，這樣才能將信號(hào)恢復(fù)為數(shù)字信號(hào)并提高接收機(jī)的性能，如圖4.11所示。

相干解調(diào)又稱同步解調(diào)，要實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)，在接收端要有一個(gè)與發(fā)送端載波同頻同相的載波信號(hào)，稱為同步載波或相干載波。通過相乘器（即解調(diào)器）解調(diào)出原基帶信號(hào)，然后通過低通濾波器即可濾出基帶信號(hào)，如圖4.12所示。由于相干解調(diào)需要在接收端產(chǎn)生一個(gè)本地的相干載波，設(shè)備復(fù)雜，因此在2ASK系統(tǒng)中很少使用。(2)相干解調(diào)法帶通濾波器半/全波整流器低通濾波器抽樣判決器定時(shí)脈沖SASK(t)x(t)y(t)e(t)tSASK(t)tx(t)ty(t)te(t)圖4.11非相干解調(diào)原理框圖及波形從圖4.12可知，由乘法器輸出的信號(hào)

式中，第一項(xiàng)是基帶信號(hào)，第二項(xiàng)是以2ωC為載波的成分，兩者頻譜相差很遠(yuǎn)。經(jīng)低通濾波后，即可輸出e(t)/2

信號(hào)。由于噪聲影響及傳輸特性的不理想，低通濾波器輸出波形有失真，經(jīng)抽樣判決、整形后再生為數(shù)字基帶脈沖。（4.4）帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器定時(shí)脈沖SASK(t)x(t)y(t)e(t)cosωct圖4.12相干解調(diào)原理框圖

對(duì)于2ASK信號(hào)，若Pe(f)為e(t)的功率譜密度，Ps(f)為已調(diào)信號(hào)S(t)的雙邊功率譜密度，則有

PS(f)=0.25[PE(f+fc)+PE(f-fc)](4.5)

若數(shù)字基帶信號(hào)為1和0等概率出現(xiàn)的單極性矩形隨機(jī)脈沖序列(碼元間隔為Tb時(shí))，有由上式可畫出2ASK信號(hào)功率譜示意圖如圖4.13所示。3.2ASK信號(hào)的功率譜及帶寬（4.6）PS(f)fcffc2fb圖5.13ASK信號(hào)的功率譜0

2ASK的功率譜由連續(xù)譜和離散譜組成。連續(xù)譜取決于單個(gè)矩形脈沖經(jīng)線性調(diào)制后的雙邊帶譜，而離散譜則由載波分量確定。

2ASK信號(hào)的帶寬B=2fb=2/Tb(4.7)ASK系統(tǒng)的頻帶利用率（4.8）

由此可見，這種2ASK調(diào)幅的頻帶利用率低，即在給定信道帶寬的條件下，它的單位頻帶內(nèi)所能傳送的數(shù)碼率較低。從圖4.13可知，如已調(diào)信號(hào)的功率譜中不含有fc的載波頻率分量，稱為抑制載頻的雙邊帶調(diào)制。二進(jìn)制幅移鍵控方式在數(shù)字調(diào)制中出現(xiàn)較早，主要優(yōu)點(diǎn)是易于實(shí)現(xiàn)，但其缺點(diǎn)是抗干擾能力不強(qiáng)，功率利用率和頻帶利用率較低，所以主要應(yīng)用在低速數(shù)據(jù)傳輸中或者與其他調(diào)制方式結(jié)合應(yīng)用。4.3數(shù)字頻率調(diào)制(2FSK)

二進(jìn)制頻移鍵控是利用載波的頻率變化來傳遞二進(jìn)制數(shù)字信息的調(diào)制方法。在二進(jìn)制情況下，1碼元對(duì)應(yīng)于載波頻率f1，0碼元對(duì)應(yīng)于載波頻率f2。根據(jù)FSK信號(hào)在碼元變換點(diǎn)相位變化的不同情況，頻移鍵控信號(hào)可分為相位連續(xù)的FSK信號(hào)和相位不連續(xù)的FSK信號(hào)。相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)在形式上如同兩個(gè)不同頻率交替發(fā)送的2ASK信號(hào)相疊加。相位連續(xù)的FSK信號(hào)通常由如圖4.14(a)所示的調(diào)頻電路產(chǎn)生，其輸出的已調(diào)信號(hào)波形如圖4.14(b)所示。相位不連續(xù)的FSK信號(hào)可由如圖4.15(a)頻移鍵控法產(chǎn)生，其已調(diào)波形如圖4.15(b)所示。頻移鍵控法的特點(diǎn)是轉(zhuǎn)換速度快，波形好，頻率穩(wěn)定度高，電路不是很復(fù)雜，故得到廣泛應(yīng)用。1.二進(jìn)制頻移鍵控調(diào)制原理SFSK(t)e(t)振蕩電路tSFSK(t)(a)FSK信號(hào)產(chǎn)生(b)波形圖圖4.14相位連續(xù)的FSK信號(hào)產(chǎn)生及波形te(t)1101振蕩器f1振蕩器f2門1門2反相器＋二進(jìn)制信號(hào)e(t)SFSK(t)(a)FSK信號(hào)產(chǎn)生(b)波形圖te(t)1101tSFSK(t)圖4.15相位不連續(xù)的FSK信號(hào)產(chǎn)生及波形2.二進(jìn)制頻移鍵控信號(hào)的解調(diào)

對(duì)于相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)可以看成兩個(gè)2ASK信號(hào)的疊加，用兩路ASK信號(hào)的解調(diào)構(gòu)成FSK信號(hào)的解調(diào)。FSK信號(hào)的解調(diào)分為相干解調(diào)和非相干解調(diào)。非相干解調(diào)采用包絡(luò)解調(diào)，其原理與ASK信號(hào)的解調(diào)相同，如圖5.16所示。相干解調(diào)原理及波形如圖5.17所示。

相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)可視其為兩個(gè)2ASK信號(hào)的疊加，其中一個(gè)載波為f1，另一個(gè)載波為f2。因此，對(duì)相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)的功率譜就可像2ASK那樣，分別在頻率軸上搬移然后再疊加。其功率譜曲線（正頻域）如圖4.18所示。3.二進(jìn)制頻移鍵控的功率譜及帶寬(1)相位不連續(xù)的2FSK情況帶通濾波器1包絡(luò)檢波器抽樣判決器x1(t)y1(t)e(t)帶通濾波器2包絡(luò)檢波器抽樣脈沖SFSK(t)x2(t)y2(t)tSFSK(t)tx1(t)tx2(t)ty1(t)ty2(t)t抽樣脈沖1101te(t)圖4.162FSK的包絡(luò)檢波原理框圖及各點(diǎn)的波形SFSK(t)cosωC2tcosωC1t帶通濾波器1低通濾波器e(t)帶通濾波器2低通濾波器抽樣判決器抽樣脈沖圖5.172FSK的相干解調(diào)原理框圖f1

f2ffbP(f)圖4.18相位不連續(xù)2FSK的功率譜從圖4.18看出：

1）相位不連續(xù)2FSK信號(hào)的功率譜與2ASK信號(hào)的功率譜相似，同樣由離散譜和連續(xù)譜兩部分組成。當(dāng)頻差△f=|f2-f1|較小時(shí)，連續(xù)頻譜只有單峰；但頻差加大相隔較遠(yuǎn)時(shí)為雙峰。

2）第一個(gè)過零點(diǎn)之間頻率間隔，即帶寬為

B=|f2-f1|+2fb=(2+h)fb(4.9)（4.10）式中的h稱為調(diào)頻指數(shù)，定義為(2)相位連續(xù)的2FSK情況

相位連續(xù)的2FSK信號(hào)的功率譜，不可直接通過基帶信號(hào)頻譜在頻率軸上搬移，也不能用這種搬移后頻譜的線性疊加來描繪。因此對(duì)相位連續(xù)的2FSK信號(hào)頻譜的分析是十分復(fù)雜的，在此不分析。圖5.19給出了幾種不同調(diào)頻指數(shù)下相位連續(xù)的2FSK信號(hào)功率譜密度曲線。fcfh=0.5h=0.7h=1.5

圖4.19相位連續(xù)的2FSK信號(hào)功率譜4.4數(shù)字相位調(diào)制(2PSK)1.2PSK信號(hào)調(diào)制

二進(jìn)制相移鍵控（2PSK）是用二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)控制載波的兩個(gè)相位來傳遞信息的調(diào)制方式。通常這兩個(gè)相位相隔π，例如1和0用相位0和π分別表示，當(dāng)然反之也可，所以這種調(diào)制又稱二相相移鍵控（BPSK）。如圖5.20所示為2PSK波形。在2PSK信號(hào)中，調(diào)制信號(hào)的1和0對(duì)應(yīng)的是兩個(gè)確定不變的載波相位（比如0和π），由于它是利用載波相位絕對(duì)數(shù)值的變化傳送數(shù)字信息的，因此又稱為絕對(duì)調(diào)相。

2PSK調(diào)制器可以采用相乘器，如圖4.21(a)所示，但注意調(diào)制信號(hào)必須是雙極性不歸零碼。如果基帶信號(hào)是單極性碼，則需轉(zhuǎn)換為雙極性碼。2PSK調(diào)制器也可以用相位選擇器來實(shí)現(xiàn)，如圖4.21(b)所示。11010011te(t)tcosωCtSPSK(t)t圖4.202PSK信號(hào)的波形電平轉(zhuǎn)換cosωcte(t)SPSK(t)單極性NRZ雙極性NRZSPSK(t)振蕩器f反相器門1門2反相器＋二進(jìn)制信號(hào)e(t)π相0相圖4.212PSK調(diào)制器框圖(a)采用相乘器的2PSK調(diào)制器框圖(b)用相位選擇器的2PSK調(diào)制器框圖2.2PSK信號(hào)的解調(diào)2PSK信號(hào)解調(diào)只能采用相干解調(diào)方法，相干解調(diào)所需的本地載波可以單獨(dú)產(chǎn)生也可從輸入信號(hào)中提取。從2PSK調(diào)制波形已知，2PSK信號(hào)是以一個(gè)固定初相的載波為參考而形成。因此，解調(diào)時(shí)必須有與此同頻同相的同步載波。在解調(diào)系統(tǒng)中，恢復(fù)同步載波出現(xiàn)與調(diào)制系統(tǒng)中載波相位相差1800稱為相位模糊，用此恢復(fù)的載波解調(diào)時(shí)就容易造成錯(cuò)誤判決。從圖4.22看出，如果本地參考載波倒相，判決器輸出數(shù)字信號(hào)全錯(cuò)，與發(fā)送數(shù)碼完全相反，這種情況稱為反向工作或者稱之為倒“π”現(xiàn)象。反向工作時(shí)的波形見圖4.22(c)。2PSK的主要缺點(diǎn)是解調(diào)系統(tǒng)載波容易產(chǎn)生相位模糊，造成反向工作。這也是它實(shí)際應(yīng)用較少的主要原因。不過在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中BPSK獲得廣泛應(yīng)用。在圖4.22(a)所示的解調(diào)原理框圖中，可以用鑒相器代替“相乘-低通”，這樣解調(diào)過程實(shí)際上是已調(diào)信號(hào)2PSK與本地載波信號(hào)進(jìn)行比較過程，所以也稱為極性比較法解調(diào)。帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器定時(shí)脈沖SPSK(t)x(t)y(t)e/(t)本地載波恢復(fù)11010te'(t)t本地載波SPSK(t)ttx(t)ty(t)t抽樣脈沖t本地載波SPSK(t)ttx(t)ty(t)t抽樣脈沖00101te'(t)(a)框圖（b）正常工作波形圖（c）反相工作波形圖圖4.222PSK相干解調(diào)框圖及各點(diǎn)波形圖4.4二進(jìn)制差分相移鍵控(2DPSK)

為了克服相位模糊對(duì)輸出信號(hào)的影響，通常采用差分相移鍵控（DPSK）。DPSK利用前后碼元載波相位相對(duì)數(shù)值的變化傳送數(shù)字信息，這種方法又稱為相對(duì)調(diào)相。對(duì)于相對(duì)調(diào)相假若規(guī)定：已調(diào)信號(hào)（2DPSK信號(hào)）與前一已調(diào)信號(hào)相位比較，相對(duì)相位不變表示數(shù)字信號(hào)“0”，相對(duì)相位改變?chǔ)斜硎緮?shù)字信號(hào)“1”，如圖4.23所示。由于假設(shè)的初始參考相位有兩種可能，因此相對(duì)相移波形也有兩種形式，如圖4.23中的2DPSK1、2DPSK2所示，顯然，兩者相位相反。然而，從圖5.23可以看出，無論是2DPSK1，還是2DPSK2，數(shù)字信號(hào)“1”總是與相鄰碼元相位突變相對(duì)應(yīng)，數(shù)字信號(hào)“0”總是與相鄰碼元相位不變相對(duì)應(yīng)。1.2DPSK信號(hào)的調(diào)制

相對(duì)調(diào)相信號(hào)的產(chǎn)生過程是，首先對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行差分編碼，即由絕對(duì)碼變?yōu)橄鄬?duì)碼（差分碼），然后再進(jìn)行絕對(duì)調(diào)相?；谶@種形成過程的二相相對(duì)調(diào)相信號(hào)稱為二進(jìn)制差分相移鍵控信號(hào)（2DPSK或BDPSK）。2DPSK調(diào)制器方框圖及波形如圖4.23所示。

差分碼可取傳號(hào)差分碼或空號(hào)差分碼。傳號(hào)差分碼的編碼規(guī)則為

從式中,⊕為模2相加，bn-1為bn的前一個(gè)碼元，最初的bn-1可任意設(shè)定。（4.11）差分編碼cosωct{an}SDPSK(t)絕對(duì)碼相對(duì)碼極性變換{bn}帶通濾波器圖4-232DPSK調(diào)制原理框圖及波形10010110{an}11100100{bn}1載波2DPSK1信號(hào)00011011{bn}22DPSK2信號(hào)2.2DPSK信號(hào)的解調(diào)2DPSK的解調(diào)一般采用相干解調(diào)器和差分相干解調(diào)（又稱延遲解調(diào)）。2DPSK的相干解調(diào)其實(shí)就是2PSK解調(diào)加差分譯碼，其方框圖見圖5.24所示。由于有差分譯碼器把2PSK解調(diào)器輸出的相對(duì)碼轉(zhuǎn)換成絕對(duì)碼，即使2PSK解碼器的相干載波倒相，使輸出的bn變?yōu)閎n的反碼。由于差分譯碼器的功能是bn⊕bn-1=an,，bn反向后，仍使等式成立。因此，在解調(diào)中即使相干載波倒相，2DPSK解調(diào)器仍然能輸出正常代碼，解調(diào)過程的波形圖見圖4.24。由于相對(duì)移相制無相位模糊問題，因此得到廣泛的應(yīng)用。2DPSK信號(hào)的差分相干解調(diào)方法解調(diào)時(shí)是直接比較前后碼元的相位差，從而恢復(fù)出原始信息代碼，不需要再進(jìn)行碼變換。差分相干解調(diào)將DPSK信號(hào)延時(shí)一個(gè)碼元間隔Tb，然后與DPSK信號(hào)本身相乘（相乘器起相位比較的作用），相乘結(jié)果經(jīng)低通濾波后再抽樣判決即可恢復(fù)出原始數(shù)字信息，無需再進(jìn)行碼的變換，如圖4.25所示。帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器定時(shí)脈沖SDPSK(t)AB{an}本地載波恢復(fù)差分譯碼器CCSDPSK(t)載波AB10010110{an}圖4.242DPSK相干解調(diào)原理框圖及波形圖圖4.252DPSK差分相干解調(diào)原理框圖及波形圖帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器定時(shí)脈沖SDPSK(t)BC{an}延遲TbASDPSK(t)B10010110{an}AC抽樣脈沖3.二進(jìn)制相移鍵控信號(hào)的功率譜及帶寬

由于2PSK、2DPSK信號(hào)波形特點(diǎn)，已調(diào)2PSK信號(hào)、2DPSK信號(hào)頻譜成分和帶寬一致它們與雙極性2ASK已調(diào)信號(hào)功率譜相似甚至相同的。當(dāng)0和1碼元出現(xiàn)的概率相同時(shí)，無離散分量，此時(shí)二相相移鍵控信號(hào)實(shí)際上相當(dāng)于抑制載波的雙邊帶信號(hào)了。因此，2PSK信號(hào)和2DPSK信號(hào)的帶寬也是碼元速率的兩倍，即B=2fb。4.5多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制

在評(píng)價(jià)通信系統(tǒng)有效性時(shí)了解到，在不提高波特率的前提下，采用多進(jìn)制信號(hào)可提高比特率log2M倍。因此，當(dāng)信道頻帶受限時(shí)，采用多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制來增大信息傳輸速率，提高頻帶利用率，但是是以增加信號(hào)功率和實(shí)現(xiàn)上的復(fù)雜性為代價(jià)，而且其抗噪聲性能低于二進(jìn)制。用多進(jìn)制的數(shù)字基帶信號(hào)調(diào)制載波，就可以得到多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制信號(hào)。當(dāng)已調(diào)信號(hào)攜帶信息的參數(shù)分別為載波的幅度、頻率或相位時(shí)，數(shù)字調(diào)制信號(hào)分別為M進(jìn)制幅度鍵控（MASK）、M進(jìn)制頻移鍵控（MFSK）或M進(jìn)制相移鍵控（MPSK）。

多進(jìn)制幅移鍵控又稱為多電平調(diào)幅。MASK信號(hào)相當(dāng)于M電平的基帶信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行雙邊帶調(diào)幅。圖4.26畫出四電平的MASK已調(diào)信號(hào)波形圖。4.3.1多進(jìn)制數(shù)字振幅鍵控(MASK)

te(t)01012tS4ASK(t)tS0(t)tS3(t)tS1(t)tS4(t)圖4.264ASK信號(hào)波形3

從圖4.26可看出，MASK信號(hào)可以看成是由時(shí)間上互不重疊的M個(gè)不同振幅值的2ASK信號(hào)的疊加而形成的。MASK信號(hào)的功率譜，就由M個(gè)2ASK信號(hào)的功率譜之和組成。盡管疊加后功率譜的結(jié)構(gòu)是復(fù)雜的，但就信號(hào)的帶寬而言，當(dāng)碼元速率RB相同時(shí)，MASK信號(hào)的帶寬與2ASK信號(hào)的帶寬相同，即B=2RB。但在信息速率相等的情況下，MASK信號(hào)的帶寬僅為2ASK信號(hào)帶寬的1/log2M。

MASK的調(diào)制與2ASK的調(diào)制方法相同，可由乘法器實(shí)現(xiàn)。MASK得解調(diào)可采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)兩種形式。【例4.1】設(shè)傳碼率為200Bd，如采用二進(jìn)制2ASK系統(tǒng)，其帶寬和信息速率為多少？如改為采用八進(jìn)制8ASK系統(tǒng)，其帶寬和信息速率又為多少？解：根據(jù)已知條件知RB=200Bd

采用二進(jìn)制2ASK系統(tǒng)，帶寬B=2RB=400Hz

信息速率Rb=RBlog22=200bit/s采用八進(jìn)制8ASK系統(tǒng)，帶寬B=2RB=400Hz

信息速率Rb=RBlog28=600bit/s4.5.2多進(jìn)制數(shù)字頻移鍵控(MFSK)

多進(jìn)制數(shù)字頻率鍵控簡稱多頻制，是2FSK方式的簡單推廣。MFSK用多個(gè)頻率不同的正弦波分別代表不同的數(shù)字信息，在某一碼元時(shí)間內(nèi)只發(fā)送其中一個(gè)對(duì)應(yīng)頻率的正弦波。一般的MFSK系統(tǒng)如圖4.27所示。MFSK的調(diào)制可采用鍵控法產(chǎn)生MFSK信號(hào)，但其相位是不連續(xù)的，如圖4.27(a)所示。MFSK信號(hào)的解調(diào)通常采用非相干解調(diào)，原理框圖如圖4.27(b)所示。因?yàn)橄喔山庹{(diào)實(shí)現(xiàn)起來比較復(fù)雜，要求有精確相位的參考信號(hào)，所以很少采用。MFSK信號(hào)可以看作由M個(gè)振幅相同、載頻不同、時(shí)間上互不重疊的2ASK信號(hào)疊加形成。MFSK信號(hào)的帶寬隨頻率數(shù)M的增大而線性增寬，頻帶利用率明顯下降。因此，MFSK多用于調(diào)制速率不高的傳輸系統(tǒng)中。12

M12

M

12

M12

n并/串轉(zhuǎn)換邏輯電路輸出包絡(luò)檢波帶通f1抽樣判決包絡(luò)檢波帶通f1包絡(luò)檢波帶通f1

串/并轉(zhuǎn)換邏輯電路輸入門電路1f1門電路2f2門電路MfM+接收濾波器信道(a)調(diào)制器實(shí)現(xiàn)框圖(b)非相干解調(diào)實(shí)現(xiàn)框圖圖4.27MFSK系統(tǒng)原理框圖4.5.3多進(jìn)制數(shù)字相移鍵控(MPSK)

多進(jìn)制數(shù)字調(diào)相又稱多相制，它是利用不同的相位來表征數(shù)字信息的一種調(diào)制方式。如果用載波有M種相位，那么就可以表示n比特碼元的2n組合狀態(tài)，故有M=2n。假若有四種相位，就可以表示二比特的四種組合狀態(tài)。多進(jìn)制相移鍵控分為多進(jìn)制絕對(duì)相移鍵控和多進(jìn)制相對(duì)相移鍵控兩種。在實(shí)際通信中大多采用相對(duì)相移鍵控。1.多進(jìn)制相移鍵控信號(hào)的表示對(duì)于MPSK信號(hào)可表示為

SMPSK(t)=Acos(ωct+θn)(4.12)設(shè)A=1,則有SMPSK(t)=cosθncosωct-sinθnsinωct=ancosωct-bnsinωct(4.13)

式（4.13）中的第一項(xiàng)稱為同相分量，第二項(xiàng)稱為正交分量，因此MPSK信號(hào)可以看成是兩個(gè)正交載波進(jìn)行多電平雙邊帶調(diào)制后所得兩路MASK信號(hào)的疊加。MPSK信號(hào)可以用正交調(diào)制的方法產(chǎn)生。其帶寬和MASK信號(hào)帶寬相同。

MPSK信號(hào)是相位不同的等幅信號(hào)，所以用矢量圖也可對(duì)MPSK信號(hào)進(jìn)行形象而簡單的描述。在矢量圖中通常以0相位載波作為參考矢量。圖5.28中畫出M=2、4、8時(shí)不同初始相位情況下的矢量圖。

從圖4.28的矢量圖看出，相鄰已調(diào)波矢量對(duì)應(yīng)的多比特碼之間僅有1位碼不同。在多相調(diào)制信號(hào)進(jìn)行解調(diào)時(shí)，這種碼型有利于減少相鄰相位角誤判而造成的誤碼，可提高數(shù)字信號(hào)頻帶傳輸?shù)目煽啃?。圖4.28MPSK信號(hào)矢量圖參考相位10π相A0相M=2,θ=0參考相位10π/2相A

0相M=2,θ=π/2參考相位0011π相0相1001

相相M=4,θ=π/2相相11000110相相參考相位M=4,θ=π/4相101相相110000011相相參考相位111001π相010100

相0相M=8,θ=π/8相相相010相相111000011101相001110100相參考相位相M=8,θ=π/4--2.四相絕對(duì)相移鍵控（QPSK）在多相相移鍵控中常用的是四相相移鍵控和八相相移鍵控。四相相移鍵控即4PSK又稱為QPSK，用四種不同的載波相位攜帶數(shù)字信息，其信號(hào)矢量圖見圖5.28所示。四相相移鍵控具有較高的頻譜利用率和較強(qiáng)的抗干擾性，同時(shí)在電路實(shí)現(xiàn)上比較簡單，成為某些通信系統(tǒng)的一