微波技術與天線答案-殷際杰

1、2.1 題D30cm0.3m, R00.4cm410 3 m,04107L00 ln DR011C00491096.43 1011Dln 7536109ln 75lnR0無損耗線L0lnDZ00R0120 ln 75518.1C00L0C0 10061081100083108310v p3m/sp31083m1082.2 解L01.65510Z00.66610C050Hz 時：912 49.85XL2 f0L0250 1.655 10 91035.210 4BC2 f 0 C0250 0.666 10 12 1032.0910 7S100MHz 時：X L2 f0 L021081.655 10

2、BC2 f 0 C021080.666 10z060r ln D2.3解：rdp0r r91031039.87 121030.42 Sz60 ln 1096.57021.在空氣里時由于 Vp3 108所以p02.在高分婦材料介質(zhì)中z 601ln 1064.3801.52Vp1082 108由于2.251p20所以32.4 形式上，低頻或直流電功率傳輸線橫截面為多連通區(qū)域，傳送信號的有單連通與多連通。在內(nèi)容上， 電力傳輸注重功率容量及傳輸損耗，信號線要求適應很高的頻率， 且有頻帶寬度要求，注重信息速率。2.5 （ 1）zA1A 2z012zLZA1A3Z1150ZAz01275237 .5Z L

3、150（2）ZB1B 2Z LZB1B3Z225ZBZ 022502100Z 2252.6 頻率為 100MHz 時31083m108ZDEZ 023002150Z L600ZD150600120750ZCD120ZCFZ020Z LZBC0ZA0頻率為 200MHz 時31081.5m2108ZDE600ZD300ZCD300ZCFZC300ZBC300300600ZB200900ZA3002.7 解：Z050ZCDZ 250ZCFZ L0ZC0ZBCZ02Z LZBEZ02502Z325100ZB25ZAZ L252.8 解：無損耗傳輸線Z0150ZL250dU rdZLZ0e j 2 d

4、100e j 2 d0.25e j 2 dU idZ LZ0400（1） d0.25P 時2 d20.5 P2Pd0.25e j0.25（ 2） d0.5 p 時2 d220.5 P2Pd0.25e j 20.251dS10.5SddS10.22.10解：由1得到2.5PVp31080.3mf1109L2d4d40dP3j40d3d0.2e在無損耗時，Z0 為純阻dLZ 0100Z0Z0Z LZ0100Z0150終端最近的電壓波腹點處40d03d 3 m 7.5cm402.11 解：由題意得dS10.50.2S12.5L2 d當 d0.01m 時，2n 14L dmin2n 1得p波節(jié)點相差5

5、0mm 時由上式可知4d2pP 0.1m且將波長和d0.01m 代入后得到d0.2e j 0. 6 2gbd00.2e j 0 .60Z LZ 00.2e j 0.6由于Z LZ 0Z LZ010105010.2e j 0.610.2e j 0.6500.938j 0.1901.062j 0.19041j16.550Z02Z L2.12解：令Z*50 200100ZLjZ 0tgdZin dZ0 Z0jZ L tg d求其實部Z0ZLZ0 Z L tg 2 d1Z02ZL2tg 2d1000010000tg 2 d2500 40000tg 2 d30000tg 2d7500tg 2d25100

6、tgd51102d arctg 1 2d*7.4mmtg1d2200j 25Zind50j 755050j 100串入 X ind75 j 阻抗短路線ZindjZ 0 tgd75 jtg3d2d1.56cmZ0 ZL tg 2 dZ0ZL1并入導納ZL2Z02 tg 2 d400002500tg 2d 1000010000tg 2 d7500tg 2d30000tgd 40.1d 1.107 0.0182150j 400Yin d200j100501 1 1.5 j50并入導納 -0.03j 歐化為阻抗100/3j ， d=0.0094m2.13Zin d Z0Z L cosdjZ 0 sin

7、dZ 0 cosdjZ L sind600400cosdj 600sind600cosdj 400sind6002cosdj 3sind3cosdj 2 sindAB 段阻抗匹配Zin dZ L4503.3 答：微帶線導行電磁波的模式：準TEM 模（或者 EH 模）、TE 模式、 TM 模式 TE 類表面模式；同軸線導行 TEM 模、 TE 模、 TM 模V00VPP對于微帶線準 TEM 模式：rCrCV00V pp對于同軸線 TEM 模來說：rrr r3.4 金屬波導管的特點：有效防止輻射損耗；解決導體損耗增加的問題。矩形截面波導和圓截面波導的主模分別是TE 10 模和 TE 11 模。2c

8、( m) 2( n) 23.5 矩形界面波導的截止波長c ，ab 可見矩形截面波導的截止波長定于波導的口徑尺寸 a 和 b 以及模式標數(shù)m，n。其中表數(shù) m 表示長邊的半波長數(shù)，表數(shù)n 表示短邊的半波長數(shù)。 TM mnTE mn 其中表數(shù)n 決定場量幅值 x 和 y 方向分布的半駐波數(shù)（從波節(jié)到波節(jié)或從波腹到波腹），每一阻的取值就確定了一個獨立的模式，但要注意這些模式是同一頻率的電磁波的不同存在形態(tài)，他們之間不是基波與諧波的關系。 c 決m 和mn2 R2 R圓截面波導： TM mn 模截止波長ccP mn ，可見圓形截面波Pmn ， TEmn 模截止波長導的截止波長c 決定于波導的口徑尺寸R

9、 以及模式標數(shù) m， n。其中表數(shù) m 表示貝塞爾函數(shù)的階數(shù)，同時又表示在橫面上圓周方向上場量幅值分布的半駐波數(shù)。 n 表示根序數(shù)，同時表示半徑方向上場量值分布的過零次數(shù)。波導管導行電磁波的模式的截止波長決定于波導管尺寸，3.6 矩形截面波導不做成正方形截面可以減小模式簡并，所謂簡并，是指標數(shù)相同的TE 和TM 模截止波長C 相同，如 TE11 模和 TM11 模存在條件相同。 圓形截面波導中除了模式簡并以外還有極化簡并，而矩形波導中只有模式簡并。3.7 解：欲傳送的信號由頻率換算成波長得31086cm60mm5GHz510910GHz3cm30mm15GHz2cm20mm根據(jù)傳輸條件C ，與

10、計算得出的波長相比，5GHz 信號處于截止區(qū)， 不能傳輸。 10GHz信號以 TE10 模單模傳輸； 15GHz 信號以 TE10， TE 20、 TE01 三種模式傳輸。3.8 此答案僅供參考答： TE11 截止波長最長，容易實現(xiàn)單模傳輸，與TE10 矩形波導中的模式相似。而TM10模的場結構為旋轉(zhuǎn)對稱，并且電流為縱向流動。TE01 模式場結構同樣為旋轉(zhuǎn)對稱，磁力線縱向閉合，電場線圓周方向閉合。C2Dd73.0410 33.92V03 10810fc5.0210 31.9 10 HzC這就是所要求的最高工作頻率3.10 解：因為 P111.8412 RCCp11RC1.841510 22則若

11、單模傳輸則 RR0.051.4710 2RC 即3.41同理 P012.4052.62RR 0.051.9 10 22.62即得所求圓波導半徑的取值范圍1.47cmR1.9cm3.11 在圖中縫隙1、 3、5、 6 對傳輸模式產(chǎn)生影響。第四章4.1 微波元件可以控制導行電磁波的模式、極化方向、幅值、相位及頻率。微波元件可以通過改變微波傳輸線的形狀、尺寸或填充媒質(zhì)的變化來構成由于在高頻率的時候， 集總參數(shù)元件的值和傳輸線分布參量的值相當， 所以已經(jīng)不能用集總參數(shù)元件去描述微波元件。4.2本答案僅供參考解：L L08.686 l2210對于 TE11 模來說2P mn212 R21.8410.12

12、10.120.022010.0342ml67.2718.6864.3 解：808.6860.180210101.8413108210.8686310810102RR11.84131088031082101020.00805m0.86862101014.4 將吸收材料填充于內(nèi)外導體之間并做成錐形結構而實現(xiàn)漸變過渡，終端短路以防止信號功率泄漏。4.5 要轉(zhuǎn)換或者說要建立起所要求的傳輸?；蛘咧C振模，必須激勵出與該模式相似的場結構，同時要注意不同種類傳輸線連接時要采用橫截面漸變過渡的結構來減小因連接而造成的對波能量的反射。4.6 還要考慮到它們的接入而引起的反射的大小，它們可以正常工作的頻帶寬度，以及

13、對于其它元件的干擾作用。4.7 耦合器是一種波長相關的元件，在不完全匹配的時候，做成四端口元件可以考慮到現(xiàn)實中的反射， 考慮到對于其他端口信號功率分配的影響， 也考慮到三端口元件有可能破壞定向耦合器的工作性能。定向耦合器一般是通過小孔繞射理論去實現(xiàn)的， 為了吸收完全防止隔離端的反射影響， 總要在隔離端口接上匹配負載。4.8 對單階梯阻抗變換器實現(xiàn)匹配做出物理解釋。利用補償原理說明多階梯阻抗變換器（相應的多孔或多分支定向耦合器）拓寬工作頻帶的道理。答：利用單階梯阻抗變換器實現(xiàn)傳輸線匹配可以應用補償原理來解釋，就是用匹配裝置引起的反射波來抵消原來因傳輸線與其負載不匹配而出現(xiàn)的反射波。一節(jié)四分之一波

14、長阻抗變換T 1T 2Z01Z 02Z LU i(T1)U(T2)UlpZ01，四分之一器的補償過程通過圖來說明。令主傳輸線的波阻抗為4波長阻抗變換段傳輸線波阻抗為Z02，負載 Z L 為純阻，且令Z01Z 02Z L。那么參考面 T2 及Z LZ 01Z02Z01(T2 )(T1 )T1 上的局部電壓反射系數(shù)分別為Z LZ 01，Z02Z01假設局部電壓反射系數(shù)(T2 ) ， (T1 ) 得模值都很小， 我們可以近似認為兩個參考面上入射波電壓幅值相同，T1 參考面上的總電壓反射波只計兩參考面上一次電壓反射系數(shù)之和，即U r(T1 )U i(T2 )U i e j 2 l因為ZZ02Z01(T

15、1 )Z02Z01Z02Z022ZLZ02Z02(T2 )Z 022Z02Z0202ZL2pe j 2 lj 2p 4e je1這樣， T 1 參考面上的總電壓反射波U r(T1 )U i(T2 )U i e j 2 l(T1 )U i(T2 )U i 0從而實現(xiàn)了主傳輸線與其負載的匹配。多節(jié)阻抗變換器可以在需要匹配的主傳輸線與其負載間設置多個反射面，這些參考面上的反射波經(jīng)過不同波程引入相位滯后，這些局部反射波合成時有可能在多個頻率上抵消，從而使主傳輸線與阻抗變換器接口參考面上的總電壓反射系數(shù)為零，實現(xiàn)寬帶匹配。02222mnpabc對于 TE101 模式來說27.68cm00.0768m22

16、0210064.12 因為諧振腔是封閉結構， 最基本和常用的激勵機構 （或稱耦合機構） 就是腔壁上槽和孔，通過槽或孔及進入腔內(nèi)的耦合針、耦合環(huán)，來實現(xiàn)腔與外電路的耦合。對于腔激勵的基本考慮是，激勵耦合裝置必須能夠在腔內(nèi)產(chǎn)生與所選定的諧振模式相近似的場結構，這一點與波導的激勵是相同的。同時還要考慮有利于抑制干擾模的出現(xiàn)。腔與外電路連接后相當于諧振強帶了負載而使損耗增加， 因此諧振強的品質(zhì)因數(shù) Q 要下降。 4.13 在恒定磁場與微波電磁場的作用下，鐵氧體中電子不僅作自旋運動和軌道運動，還將環(huán)繞恒定磁場作旋轉(zhuǎn)運動，從而對左旋極化和右旋極化磁場的微波有排斥或吸引的相互作用。原理簡述： 在鐵氧體表面貼

17、上電阻片，并且加上某個恒定的磁場大小，使傳輸過程中被吸引的微波的電場被電阻片吸收而衰減，被排斥的微波的電場能量未被吸收而衰減很小。利用這種非互易性場移效應，可以實現(xiàn)正向傳輸波順利過而反向傳輸波被吸收的隔離作用。4.14 微波網(wǎng)絡理論基于低頻網(wǎng)絡理論，有三個發(fā)展其一由于微波段的位置效應，必須對微波元件的竺效網(wǎng)絡規(guī)定端口界面即參考面。不參再把端口引線視為連接線。其二，微波網(wǎng)絡端口外傳輸線的波阻抗直接影響網(wǎng)絡的工作特性，為了使網(wǎng)絡理論具有普遍性，把網(wǎng)絡端口參考面上的模式電壓和模式電流對參考面外接傳輸線的波阻抗歸一化。其三，針對微波網(wǎng)絡端口參考面的入射波與反射波問題，在微波網(wǎng)絡理論中定義了散射參量和傳輸參量。參考面、歸一化和散射參量為微波網(wǎng)絡所特有。U r1S11U i 1S12U i 2微波網(wǎng)絡的散射方程是U i 2S21U i1S22U i 2S11 表示 T1 參考面上的電壓反射系數(shù)S12 表示 T 2 至 T 1 參考面的反向電壓傳輸系數(shù)S21 表示 T 1 至 T 2 參考面的正向電壓傳輸系數(shù)