雜散電感對開關特性影響

1、雜散電感對IGBT開關過程的影響1 簡介IGBT的開關損耗特性研究對IGBT變流器設計具有重要的意義，在有結構緊湊性要求或可靠性要求較高或散熱條件特殊的場合，都需要嚴格按器件損耗特性進行大余量熱設計以保證IGBT及IGBT變流器的溫升在長期可靠性運行所允許的范圍之內。IGBT 是主流中大容量/中高速器件，開關損耗特性研究得到一貫重視。作為典型MOS門極壓控器件，其開關損耗主要決定于開關工作電壓、電流、溫度以及門極驅動情況等因素，系統(tǒng)的結構如主回路雜散電感會影響IGBT的開關特性，進而影響開關損耗，任何對其開關性能的研究都必然建立在實驗測試基礎之上，并在實際設計中盡量優(yōu)化以降

2、低變流回路雜散電感。(a) 測試電路原理圖(b) 測試波形原理圖圖1 功率開關開關性能測試平臺原理圖1是典型的IGBT 開關特性測試平臺工作原理，其基本形式是用IGBT、二極管、電感、直流電源組成斬波器，模擬各種開關工作狀態(tài)，用于測試，電路如圖1(a)。其中DUT 是被測試的帶反并聯(lián)二極管IGBT（Device Under Test），與完全相同的IGBT 組成一個橋臂，再串聯(lián)以同軸電流傳感器（Coaxial Shunt），跨于直流母線與參考電位（地電位）之間。DUT 的對管門極反偏以確?？煽孔钄啵@使得它僅僅擔當一個二極管（D）的角色，用以續(xù)流，而電感L跨接在橋臂中點與母線上，作為斬波器的負

3、載。DUT 的門極驅動則受控可調，一般按雙脈沖形式組織，如圖1(b)所示。在直流母線可用前提下，從t0 時刻開始DUT 被觸發(fā)導通，直流電壓施加于電感L 上，使得其電流從零開始線性上升，到時刻t1，DUT 電流（亦即電感電流）上升到所希望的測試值，關斷DUT，可進行關斷特性紀錄測量。DUT 的阻斷維持到t2 時刻，期間電感電流通過對管反并二極管續(xù)流，有輕微能量損失在續(xù)流二極管以及線圈電阻上，這一時間間隔程度選擇必須足夠長以滿足關斷性能測試的最短時間要求，同時又應該盡量短以減少電感電流因續(xù)流損耗而下降的幅度。t2 時刻DUT 再次開通，此時可在與t2 時刻類似的電壓電流條件下進行器件開通特性測試

4、。第二次導通持續(xù)到時刻t3，時間間隔因在滿足開通測試穩(wěn)定前提下盡量短，此后電感電流續(xù)流到自然衰減為零。類似電路應該具備母線電壓調整功能、器件結溫控制功能以及DUT 門極驅動條件調節(jié)能力、電壓電流數(shù)據(jù)采集能力等等。幾乎所有的器件廠商提供的開關特性數(shù)據(jù)都是基于以上結構、原理測試獲得的。2 實際測試平臺分析2.1 雜散電感分布在實際測試平臺構建中必須認識到，以上結構、原理、分析仍然是基于理想條件下的，在實踐中往往有所出入。實際電路與原理電路的區(qū)別通常表現(xiàn)在元件非理想特性以及分布參數(shù)兩個方面，在這個例子里我們著重討論分布參數(shù)對電路的影響。圖2 是考慮分布雜散電感修改后的測試平臺電路

5、原理圖。其中直流母線等效串聯(lián)電阻忽略不計，其等效串聯(lián)電感從拓撲上看串聯(lián)于母線引線電感，固將其歸并考慮。圖中分別以Lp、Lc、Lg、Le 命名引線電感、IGBT集電極電感、門極驅動等效電感以及發(fā)射極電感。對于自建測試平臺而言，進行測試的是完整商品化器件，與半導體廠商可以進行裸片測試想?yún)^(qū)別，導致器件引線電感難以忽略。另外，由于測試平臺中驅動電路相對固定，Lg 對測試結果影響在阻尼驅動情況下可等效于驅動等效串聯(lián)電阻，因此本文對其不加詳述。圖中需要注意的是地電位位置與測試器件開關特性的傳感器接入位置：DUT 電壓測量探頭跨接于地與橋臂中點附近，電流傳感器串聯(lián)在DUT 發(fā)射極與地之間，這樣的接法完全是出

6、于共地安全考慮，它直接決定了圖中所列各分布電感對測量結果影響的有無。2.2 開關測試過程分析以 DUT 從阻斷到導通再到阻斷為一個典型工作循環(huán)過程來分析雜散電感參數(shù)的影響，可繪制原理波形圖如圖3 所示。圖 2 測試平臺中雜散電感的分布情況圖 3 分布電感對測量波形的影響原理示意圖從 t0 時刻起門極關斷信號發(fā)出，經(jīng)過一段短時間器件延時，DUT 端電壓于t1 開始上升，知道t2 時刻達到直流母線電壓，在此期間由于極間電容類似抽流的密勒效應，門極電壓呈現(xiàn)平臺狀。t2 之后續(xù)流二極管D 得以導通，DUT電流開始下降，而D 電流與之互補上升，這一過程在圖中近似按線性過程繪出。按各自

7、不同參考方向，Lp1、Lp4、Lc2、Le2、Lp5、Lp6 上承載的電流快速下降，而Lp2、Lc1、Le1、Lp3 的電流從零開始迅速上升，各自兩端感應電勢均遵循電工基本原理，與電感量以及電流變化率成正比，它們的物理本質是要為電流找到路徑，必然將所存儲能量轉移到DUT 等效結電容上，形成一個電壓尖峰V1。然而，并不是所有這些感應電壓都會反映到測量電壓中來，由于測量點的安排，DUT 的集電極以及發(fā)射極分布電感電壓以及其發(fā)射極與地之間分布電感Lp5 兩端感應電壓都不會被測得。因此用于功耗計算的管端電壓瞬時值是要小于實際情況的，其解析表達為：這一電壓疊加在直流母線電壓上，使得關斷損耗Eoff 形成

8、區(qū)間t1-t2-t3 中t2-t3 段電壓增加，損耗功率增大，損失能量增加。應該正確理解的是，沒有出現(xiàn)在公式里的三個電感量并不是不參與影響關斷損耗，從主功率回路角度來看，它們對關斷損耗的影響與上述分布電感是同向的，在實際測量中應當盡量減小這幾個電感值。繼續(xù)上述開關過程描述，DUT 穩(wěn)定阻斷情況下，門極導通信號于t4 時刻發(fā)出，經(jīng)過短暫延時后，在t5 時刻管電流開始上升，這一過程同樣近似認為是一個線性過程進行圖示，DUT的電流上升對應D 電流下降，在分布電感上起到反方向效應：Lp1、Lp4、Lc2、Le2、Lp5、Lp6上承載的電流快速上升，而Lp2、Lc1、Le1、Lp3的電流迅速下降，這一過

9、程同樣感應出電動勢，其總和為V2，卻并非疊加在管電壓上，而是從其削去一塊。其解析表達與V1 形式上完全一致，其中括弧內部分可以總體定義為Lp，即效應在管電壓測量中得以反映的主回路雜散電感：同樣按電壓電流重疊造成開關損耗來分析，雜散電感使得器件開通期間管端電壓有所降低，因此對器件開通損耗Eon 呈現(xiàn)削減效應。同樣，沒有在公式中得到體現(xiàn)的三個量并非不參與這個物理過程，在實際測量中應盡可能減小其數(shù)值以求測量精確。2.3 驅動回路寄生參數(shù)分析上述大量分布電感中，只有一個與其余較為不同，即DUT 的發(fā)射極雜散電感Le2。它不僅作用于主電流流經(jīng)回路，也同時存在于驅動回路中，因此其感應電動勢不但從

10、增減管電壓角度影響開關損耗，也從增減門極驅動電壓的角度影響開關損耗。不難直觀看到，由于門極驅動電壓額定值低，在這方面的效應恐怕更為突出。在 DUT 關斷期間，存在如下關系：其中uge 是門極實際電壓，udrive 是驅動電路施加在管腳上的電壓。主電流快速降落在發(fā)射極雜散電感上感應出的電壓在DUT 關斷期間正向疊加在器件門極上，使得本該下降的門極電壓下降趨勢減緩，隨之進一步延緩了關斷過程。這樣，Le2 感應電壓從門極驅動電路作用延長了關斷管電壓、電流重疊時間，增加了關斷損耗?？疾煜喾撮_關過程，在DUT 開通期間，Le2 電流迅速上升，感應電動勢方向相當于對驅動電壓進行削減：在開通期間，門極電壓越

11、迅速上升到飽和導通值開通管電壓電流重疊時間越短，以上效應則是在這一過程中降低了門極電壓，減慢了開通速度，拉長了開通電壓電流重疊時間，對開通損耗的效應同樣是增加。3 實驗測量3.1 測量條件作為對以上分析的驗證，我們在自制半導體功率開關元件測試平臺上進行了對比測試，測試條件如表1：3.2 主回路雜散電感和驅動電阻變動情況下的測量結果為驗證對主回路雜散電感效應的分析并考察不同電感量以及門極驅動情況下的實際情況，我們人為對Lp 大小進行了干預，其具體方法是在D 的陰極與電路PCB 之間（即Lp2 與Lc1之間）加入長度可調的導線，用試湊辦法得到期望的附加電感量。對于電路

12、等效Lp值的確定，可以參考測試波形，選取關斷期間數(shù)據(jù)讀取，容易獲得較準確的V1 以及dioff /dt 數(shù)值，按公式(1)可簡單估算，此外讀取V2 以及dion /dt，按公式(2)估算也是一樣的效果。圖4 選取了其中兩個極端作為例子：(a)關斷波形（Lp=36H） (b) 開通波形（Lp=36H）(c)關斷波形（Lp=264H）(d)開通波形（Lp=264H）圖 4 驅動電阻取5.1 歐姆時不同雜散電感下開關波形雜散電感在上述兩極端之間取值5 組，測試情況如圖5 所示。(a)關斷集電極電流波形 (b) 開通集電極電流波形(c)關斷管電壓波形 (d) 開通管電壓波形圖 5 驅動電阻取

13、5.1 歐姆時不同雜散電感下開關電壓電流波形由于測試重點是開關損耗，所以加入門極驅動變量進行擾動，可獲得不同線路雜散電感、不同門極驅動電阻下開通損耗、關斷損耗以及開關總損耗數(shù)據(jù)，總結如圖6。正如先前預計的，主回路雜散電感的增加會增大器件關斷損耗，減小器件開通損耗。與門極驅動電阻越大，開關速度越慢，開關損耗越大的趨勢一起，構成了數(shù)據(jù)圖形的總趨勢。其中值得注意的一些細節(jié)是：雜散電感對關斷損耗的影響在驅動電阻較小時不甚明顯，驅動電阻越大影響越大；雜散電感對開通損耗的影響則是驅動電阻小的時候影響明顯，驅動電阻變大后其削減效應從絕對值到百分比都下降；雜散電感增加導致關斷損耗增加和開通損耗降低相抵，總損耗

14、增加或減少的情況都有，并無十分明確規(guī)律。(a)關斷損耗(b)開通損耗(c)開關損耗圖 5 不同驅動電阻與不同雜散電感下的開關損耗3.3 發(fā)射極雜散電感和驅動電阻變動情況下的測量結果正如前面提到的，因為測量點位置，測試平臺上有三個雜散電感的效應沒有被體現(xiàn)到測試結果中，但是其中發(fā)射極電感Le2 尤其具有明顯影響，它通過驅動回路產生的效應甚至遠遠超過主回路。為驗證分析，我們采用了類似調節(jié)Lp 的辦法，人為在DUT 管腳上加入了導線來模擬不同數(shù)值的雜散電感。模擬情況如圖6所示。圖 6 不同發(fā)射極雜散電感的模擬情況其中L1的情況可認為近似元件手冊中標稱的引線電感，約13nH，L2 則保留了發(fā)射極管腳，增

15、加了微量電感，L3、L4 外接了較多導線，使用外部儀器粗略測量，L3 約40nH，L4 約80nH。應該指出的是這么大的Le2 并非有什么工程實踐背景，只是為了驗證測試和探索極限情況下的數(shù)據(jù)趨勢。(a)電流關斷情況 (b)電流開通情況(c)電壓關斷情況 (d)電壓開通情況圖 7 相同驅動電阻與不同發(fā)射極雜散電感下的開關波形從圖 7 可以看到，在同樣驅動條件下（驅動電阻51 歐姆），各不同Le2 得到不同的開關電壓電流波形，其中電壓波形從形狀上差別不大（該圖為比較形狀繪制，沒有采用同樣的時間起點），電流波形差異明顯，大的Le2 導致明顯緩慢的電流上升/下降，而L1 與L2 的情況因為數(shù)值差異小，所以波形差異也很小。圖 8 列出了不同驅動條件下的開關損耗情況。與預計相吻合，發(fā)射極雜