射頻接收系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與仿真

1、目錄1前言22工程概況23正文23. 1零中頻接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)33.2基于ads2009對零中頻接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真333超外差接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)123.4基于ads2009對超外差接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真134有關(guān)說明165心得體會186致謝187參考文獻(xiàn)19、八一刖呂射頻是一種頻譜介于75khz-3000ghz之間的電波，當(dāng)頻譜范圍介于20hz-20khz之間時, 這種低頻信號難以直接用天線發(fā)射，而是要利用無線電技術(shù)先經(jīng)過轉(zhuǎn)換，調(diào)制達(dá)到一定的高 頻范圍，才可以借助無線電電波傳播。射頻技術(shù)實(shí)質(zhì)是一種借助電磁波來傳播信號的無線電 技術(shù)。無線電技術(shù)應(yīng)用最早從18世紀(jì)下半段開始，隨著應(yīng)用領(lǐng)域的擴(kuò)

2、大，世界己經(jīng)對頻譜進(jìn) 行了多次分段波傳播。當(dāng)前，被廣泛采用的頻譜分段方式是由電氣和電子工程師學(xué)會所規(guī)定 的。隨著科學(xué)技術(shù)的不斷發(fā)展，射頻所含頻率也不斷提高。到日前為止，經(jīng)過兩個多世紀(jì)的 發(fā)展，射頻技術(shù)也已經(jīng)在眾多領(lǐng)域的到應(yīng)用。特別是高頻電路的應(yīng)用。其屮在通信領(lǐng)域，射 頻識別是進(jìn)步最快的重要方面。工程概況近年來隨著無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，無線通信系統(tǒng)產(chǎn)品越來越普及，成為當(dāng)今人類 信息社會發(fā)展的重要組成部分。射頻接收機(jī)位于無線通信系統(tǒng)的最前端，其結(jié)構(gòu)和性能直接 影響著整個通信系統(tǒng)。優(yōu)化設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)和選擇合適的制造工藝，以提高系統(tǒng)的性能價(jià)格比，是 射頻工程師追求的方向。由于零中頻接收機(jī)具有體積小、成本低

3、和易于單片集成的特點(diǎn)，已 成為射頻接收機(jī)屮極具競爭力的一種結(jié)構(gòu)，在無線通信領(lǐng)域中受到廣泛的關(guān)注。木文在介紹 超外差結(jié)構(gòu)和零中頻結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，對超外差結(jié)構(gòu)和零中頻結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿 真。正文下面設(shè)計(jì)一個接收機(jī)系統(tǒng)，使用行為級的功能模塊實(shí)現(xiàn)收信機(jī)的系統(tǒng)級仿真。3. 1零中頻接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)3.1.1零中頻接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能通過上面的介紹可知零中頻接收機(jī)的本振與接收信號的載波頻率相同，因此它的結(jié)構(gòu)如圖3. 1vv圖3-1 (零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖)3.1.2零中頻接收系統(tǒng)特點(diǎn)零中頻(zero if)或直接變換(d讓ect-conversion)接收機(jī)具有體積小、成本低和易 于單片集成的特點(diǎn)

4、，正成為射頻接收機(jī)中極具競爭力的一種結(jié)構(gòu)。由于零中頻接收機(jī)不需要 片外高q值帶通濾波器，可以實(shí)現(xiàn)單片集成，而受到廣泛的重視。其結(jié)構(gòu)較超外差接收機(jī)簡 單許多。接收到的射頻信號經(jīng)濾波器和低噪聲放大器放大后，與互為正交的兩路本振信號混 頻，分別產(chǎn)生同相和正交兩路基帶信號。由于本振信號頻率與射頻信號頻率相同，因此混頻 后直接產(chǎn)生基帶信號，而信道選擇和增益調(diào)整在基帶上進(jìn)行，由芯片上的低通濾波器和可變 增益放大器完成。零屮頻接收機(jī)最吸引人z處在于下變頻過程屮不需經(jīng)過屮頻，且鏡像頻率即是射頻信號本 身，不存在鏡像頻率干擾，原超外差結(jié)構(gòu)中的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均對省略。這樣 一方面収消了外部元件，有利于

5、系統(tǒng)的單片集成，降低成本。另一方面系統(tǒng)所需的電路模塊 及外部節(jié)點(diǎn)數(shù)減少，降低了接收機(jī)所需的功耗并減少射頻信號受外部干擾的機(jī)會。設(shè)計(jì)一個零3. 2基于ads2009對零中頻接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真3. 2. 1搭建射頻前端電路與接收機(jī)頻帶選擇性仿真s_paramsp1start=1.0 ghzstop=3.0 ghzstep=10 mhzterm terml num=1z=50 ohm尢一bpf_chebyshev bpf1fcenter=2140 mhz bwpass=80 mhz apass=3 db ripple=0.1 db bwstop=400 mhz astop=25 db n=4*amp

6、lifieramp1s21=dbpolar(21,180)s11=polar(0,0) s22=polar(0,180) s12=onf=2dbv>termterm2 num=2z=50 ohmil=1 db圖3-2 （頻帶選擇性仿真電路）20(lasmp-120m2ind delta=-7.000e7dep d deltaelta=-25.583mode onmlml freq=2.140ghz db(s(2 )=20.000 max-1001.0121.41.61.82.02.22.42.62.83.0freq, ghz圖3-3 （射頻器前端帶寬仿真曲線）m2ind delta=-6

7、.000e7 dep delta=0.012 delta mode onfreq, ghz(lz)smpmlfreq=2.170ghz db(s(2,1)=19.915圖3-4 （修改坐標(biāo)后的仿真曲線）m2表示接收機(jī)射頻前端的接收帶寬為6mhz,與wcdma系統(tǒng)對移動終端下行鏈路的要求是吻合的，而且通帶內(nèi)的波動不超過0。125d«3. 2. 2完整接收機(jī)電路的搭建及接收機(jī)信道選擇性仿真9 w 1qsj'wi二 § 7 z gikixs si ;:xoffw創(chuàng) 0. m7卄豆二 y¥lti苦£ -i_iiiib fln fub-in® n

8、nll fume flmlav tmibi9 nm m-i-lv圖3-5 （完整接收機(jī)原理圖）mlfreq= 2.139ghz db(s(2 )=95.984m3ind delta= <invalid> dep delta=<invalid> delta mode on(l7)s)8p圖3-6 （信道選擇性仿真曲線）mlfreq=2.138ghzdb(s(2,1)=95.984freq, ghz(l2)smpm3ind delta=<invalid> dep delta=vinvalid> delta mode on圖3-7 （調(diào)整坐標(biāo)后的仿真曲線）r

9、fl圖3-6可知，中心頻率2. 14ghz處的增益為95. 99db,為系統(tǒng)的最大增益，領(lǐng)道抑制 達(dá)到了 32.76db,優(yōu)于設(shè)計(jì)目標(biāo)。由圖3-7可知，頻帶帶寬3mhz, 一般接收的信息都集中 在離中心頻率2mhz的范圍內(nèi)，因此不會導(dǎo)致受到的信號產(chǎn)生比較大的失真，通帶內(nèi)的波動 不大于0. 15dbo3. 2. 3接收機(jī)系統(tǒng)預(yù)算增益仿真通過該仿真可以看到系統(tǒng)總增益在系統(tǒng)各個部分屮的分配情況。預(yù)算增益仿真真的在諧 波平衡分析以及交流分析中都可以進(jìn)行，但如果在交流仿真中進(jìn)行的話，混頻器不能是晶體 管級的。因?yàn)檫@里進(jìn)行的是行為級仿真，混頻器的非線性性特征是己知的，所以用交流來分 析。variables

10、 and equations:3varinstance name (name<start：stop>)vari able or equation entry modestandardvarinameselect parameterrf_pwrrfjreq=2140lo_freq=2140g5=24rfjowr 二vari able value-32equation editor.tune/0pt/stat/doe setup.addcutpastecomponent optionspy di splay paramet啟 on schematicokapplycancelrese

11、thelpvari able value : vari able equation圖3-8 （預(yù)算路徑設(shè)置）rr&c.miob，1rv.st .5 s >«»irz鍬計(jì)f：嚀:; 館桿nsttgu碎冊嚴(yán)卩你0卜棉譏：“煙g辭: fx葉c圖3-9 （高亮顯示的預(yù)算增益路徑）.owe 盤 著t*:嗆肌 w!w5.忡種啲w8wmi麗w/*m>xttr<wra: y *ww gw rx>miwk mcmt mfgenrite buet 砧 i圖3t0 （修改y軸表達(dá)式）comp oriento=u&0pn8圖3-門（增益預(yù)算仿真曲線）3. 2

12、.4接收機(jī)下變頻分析通過該仿真可以得到接收機(jī)的頻域響應(yīng)特性，并清楚地看到接收機(jī)是如何將射頻信號的頻譜搬移到零頻的。這里使用諧波平衡仿真。a xxco$« as)a z皿: （ 土三止.： o f缶日遑m »«achcmmki iwg*文號誘匕、！jmffi崔吐s麗*«* t t s zrha- s a- 8- a-圖3t2 （下變頻仿真電路）m2mlfreq=2.140ghz db(vin)=-50.002(u>)8p圖3-13 （vin參數(shù)仿真曲線）freq=0.0000hzdb(vout_i)=-26.949freq, ghz98765432圖

13、3t3 （vin-i參數(shù)仿真曲線）從仿真結(jié)果圖對以看到接收機(jī)將射頻輸入信號的頻譜從2. 14gi1z的載頻搬移到零中頻。3. 3超外差接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)3. 3. 1超外差接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)性能外差式接收機(jī)結(jié)構(gòu)與零中頻接收機(jī)基本相同，區(qū)別在于輸出信號不再是零頻率的基帯信 號，而是小頻信號，這里選擇中頻為318mhz,相應(yīng)的本振頻率改為1822mhzo仍通過下變頻 部分將信號分為i/q兩路，混頻器后面不再是基帶處理而是中頻處理，采用切比雪夫?yàn)V波器 進(jìn)行信道選擇。為簡單起見，中頻放大設(shè)置和零中頻方案保持一致。圖3t4 (超外差接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖)3.1.2超外差接收系統(tǒng)特點(diǎn)超外差(super heter

14、odyne)體系結(jié)構(gòu)自1917年rtl armstrong發(fā)明以來，己被廣泛采用。 圖1為超外差接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖。在此結(jié)構(gòu)中，由天線接收的射頻信號先經(jīng)過射頻帶通濾波器 (rf bpf)、低噪聲放大器(lna)和鏡像干擾抑制濾波器(ir f訂ter)后，進(jìn)行第一次下變頻, 產(chǎn)生固定頻率的屮頻(if)信號。然后，中頻信號經(jīng)過中頻帶通濾波器(ifbpf)將鄰近的頻道 信號去除，再進(jìn)行第二次下變頻得到所需的基帶信號。低噪聲放大器(lna)前的射頻帶通濾 波器衰減了帶外信號和鏡像干擾。第一次下變頻之前的鏡像干擾抑制濾波器用來抑制鏡像干 擾，將其衰減到可接受的水平。使用可調(diào)的本地振蕩器(l01),全部頻譜被

15、下變頻到一個固 定的中頻。下變頻后的中頻帶通濾波器用來選擇信道，稱為信道選擇濾波器。此濾波器在確 定接收機(jī)的選擇性和靈敏度方面起著非常重要的作用。第二下變頻是正交的，以產(chǎn)生同相(i) 和正交(q)兩路基帶信號。超外差體系結(jié)構(gòu)被認(rèn)為是最町靠的接收機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因?yàn)橥ㄟ^適為地選擇中頻和濾波器 可以獲得極佳的選擇性和靈敏度。由于有多個變頻級，直流偏差和本振泄漏問題不會影響接 收機(jī)的性能。但鏡像干擾抑制濾波器和信道選擇濾波器均為高q值帶通濾波器，它們只能在 片外實(shí)現(xiàn)，從而增大了接收機(jī)的成本和尺寸。目前，要利用集成電路制造工藝將這兩個濾波 器與其它射頻電路一起集成在一塊芯片上存在很大的困難。因此，超外差接

16、收機(jī)的單片集成 因受到工藝技術(shù)方面的限制而難以實(shí)現(xiàn)。3. 4基于ads2009對超外差接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真3.2.1搭建射頻前端電路與接收機(jī)頻帶選擇性仿真|jie$h(xj123jxjchaowaicha * (s(hematk):8 0 hho iw bq|jhip.rcts jo吉磐血苗 ± m £日纏ifile 砂 jeert 3 options ools layout si狙 ate flindow (natnidink dwignguide helpx卄»bam. ljlttw昭卄c0帥b kfm0:伽bwffla仍flg亂ac絢卜«*t$1：卄

17、tw2indq誹ficq1卜suq耳m3cnt卜r=i4fdetttt&0)9t mom5»?e.re 1ww叫select erlerthe starting pc'nt .zivw.rm0-wk ! 制啜*1低 心"加:亠皿.ta c-：. 聲 rejlilk ?»>：.-igx” m i>twvdo »w；j g .5:6<1£gr怙zed.比zc>l :r護(hù)沖沖乜、:皿、mp162cz!啊邑scskbcsear：!4ix* ycg屮o«pm.0喚*r代ws«,：wevo 騎曲a

18、 um0imrn3q:tz：23» &沁m向 tnx 希 9k：* 讀 .陀fa%5 l：ym 皿鳥 ejcg«0 itemsw * n( 1t 9250, -1w0 ai25t -1.500 st a/rf simschem圖3t4 （外差式接收機(jī)電路）mlfreq=318.0mhz dbm(voutj)=-12.00015-20=l50>eqd-25-30-35-40-45qqmudzlno>freq. ghz23456rxjisefreq. khz圖3t5 （中頻i通道仿真曲線）i、面分析本振輸出功率對接收機(jī)的影響，其電路原理圖與零差式接收機(jī)結(jié)構(gòu)基

19、本相同。|jie$ho(i123.pfj | benzhenshuchu (schematic):?file 砂 jfievi nsm qptons jods “旳說 simulate 血dow dyramidink designguxje tjdp衛(wèi)甜卜卅怖hi眼跖認(rèn)儺言于飽囲3i卄ibawlihijm卄c0c.imds 咖oheme9oic稔pic命ffta wltat歲卜 mcvmm*me卄"a.m)q2*in4tifj3£ v卄dmettt>o*：ma . zs mycy ：q 8心m me t : s r .x0252 sr：桁 燼fh穴.ftmaancgj

20、： 詁玄xcifdl w.i3wq1b.a；y9*4s'to-* «ground 65wrea pc.r供q方q號s3、m，820.625.6254875.7250jin a/rf simschem圖3t6 （本振輸出功率影響電路圖）mll0_pwr=0.000dbm out=22.00021.999914121.9999140產(chǎn)廠21.9999139/-no eqp21.999913821.9999137 - /21.999913621.9999135-30-25-20-15-10lojdwr圖3t7 （仿真曲線）m2l0_pwr=0.000 if_gain=62.000

21、peak61.999914161j61.161.999913761.161.999913530-2520-10lo_pwris 3-18 （if-gain 仿真曲線）oooooooooooooooooolo_pwr-30.000-29.00028.00027.000-26.000-25.000-24.000-23.000-22.000-21.000-20.000-19.000 18.000 17.00010.000 -9.000 -8.000 -7.000 -6.000 -5.000 -4.000 3000 2000 -1.000if_gain62.00062.00062.00062.0006

22、2.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.00062.000圖3t9 (整機(jī)增益數(shù)據(jù))從圖屮可以看出仿真結(jié)果與輸出功率是一致，必須有足夠的本振功率輸出才能使增益達(dá) 到穩(wěn)定的最大數(shù)值有關(guān)說明本振泄漏(l0 leakage)零屮頻結(jié)構(gòu)的木振頻率與信號頻率相同，如果混頻器的木振口與射頻口 z間的隔離性能 不好，本振信號就很容易從混頻器的射頻口輸出，再通過

23、低噪聲放大器泄漏到天線，輻射到 空間，形成對鄰道的干擾，圖3給出了本振泄漏示意圖。本振泄漏在超外差式接收機(jī)中不容 易發(fā)生，因?yàn)楸菊耦l率和信號頻率相差很大，一般本振頻率都落在前級濾波器的頻帯以外。偶次失真(even-order distortion)典型的射頻接收機(jī)僅對奇次互調(diào)的影響較為敏感。在零中頻結(jié)構(gòu)中，偶次互調(diào)失真同樣 會給接收機(jī)帶來問題。如圖4所示，假設(shè)在所需信道的附近存在兩個很強(qiáng)的干擾信號，lna 存在偶次失真,其特性為 y (t) =alx (t) +a2x2 (t)。若 x (t) =alcoswlt+a2cosw2t,則 y (t)中 包含a2ala2cos (wl-w2) t項(xiàng)

24、，這表明兩個高頻干擾經(jīng)過含有偶次失真的lna將產(chǎn)生一個低頻 干擾信號。若混頻器是理想的，此信號與本振信號coswlot混頻后，將被搬移到高頻，對接 收機(jī)沒有影響。然而實(shí)際的混頻器并非理想，rf 口與if 口的隔離有限，干擾信號將由混 頻器的rf 口直通進(jìn)入if 口，對基帶信號造成干擾。偶次失真的另一種表現(xiàn)形式是，射頻信號的二次諧波與本振輸出的二次諧波混頻后，被 下變頻到基帶上，與基帶信號重疊，造成干擾，變換過程如圖5所示。這里我們僅考慮了 lna的偶次失真。在實(shí)際中，混頻器rf端口會遇到同樣問題，應(yīng)引 起足夠的重視。因?yàn)榧釉诨祛l器rf端口上的信號是經(jīng)lna放大后的射頻信號，該端口是射 頻通路中

25、信號幅度最強(qiáng)的地方，所以混頻器的偶次非線性會在輸出端產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。偶次失真的解決方法是在低噪放和混頻器中使用全差分結(jié)構(gòu)以抵消偶次失真。直流偏差(dc offset)直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻(self-mixing)引起的。泄漏的 本振信號可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天線端反射冋來，或泄漏的信號由 天線接收下來，進(jìn)入混頻器的射頻口。它和本振口進(jìn)入的本振信號相混頻，差拍頻率為零, 即為直流，如圖6(a)所示。同樣，進(jìn)入低噪放的強(qiáng)干擾信號也會由于混頻器的各端口隔離 性能不好而漏入本振口，反過來和射頻口來的強(qiáng)干擾相混頻，差頻為直流，如圖6(b)所示。這些直流信號

26、將疊加在基帶信號上，并對基帶信號構(gòu)成干擾，被稱為直流偏差。直流偏 差往往比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時大的直流偏差可能使混頻器后的各級 放大器飽和，無法放大有用信號。經(jīng)過上述分析，我們可以來估算自混頻引起的直流偏差。假設(shè)在圖6(a)中，由天線至x 點(diǎn)的總增益約為100 db,本振信號的峰峰值為0.63 v (在50 q中為0 dbm),在耦合到a 點(diǎn)吋信號被衰減了 60 dbo如果低噪放和混頻器的總增益為30 db,則混頻器輸出端將產(chǎn)生 大約7 mv的直流偏差。而在這一點(diǎn)上的有用信號電平可以小到30 pvrmso因此，如果直 流偏差被剩余的70 db增益直接放大，放大器將進(jìn)入飽和狀

27、態(tài)，失去對有用信號的放大功能。當(dāng)自混頻隨時間發(fā)生變化時，直流偏差問題將變得十分復(fù)雜。這種情況可在下面的條件 下發(fā)生：當(dāng)泄漏到天線的本振信號經(jīng)天線發(fā)射出去后又從運(yùn)動的物體反射回來被天線接收, 通過低噪放進(jìn)入混頻器，經(jīng)混頻產(chǎn)生的直流偏差將是吋變的。由上述討論可知，如何消除直流偏差是設(shè)計(jì)零中頻接收機(jī)時要重點(diǎn)考慮的內(nèi)容。交流耦合(ac coupling)將下變頻后的基帶信號用電容隔直流的方法耦合到基帶放大器，以此消除直流偏差的干 擾。對于直流附近集中了比較大能量的基帶信號，這種方法會增加誤碼率，不宜采用。因此 減少直流偏差干擾的有效方法是將欲發(fā)射的基帶信號進(jìn)行適當(dāng)?shù)木幋a并選擇合適的調(diào)制方 式，以減少基

28、帶信號在直流附近的能量。此時可以用交流耦合的方法來消除直流偏差而不損 失直流能量。缺點(diǎn)是要用到大電容，增大了芯片的面積。諧波混頻(harmonic mixing)諧波混頻器的工作原理如圖7所示。本振信號頻率選為射頻信號頻率的一半，混頻器使 用本振信號的二次諧波與輸入射頻信號進(jìn)行混頻。由本振泄漏引起的自混頻將產(chǎn)生一個與本 振信號同頻率的交流信號，但不產(chǎn)生直流分量，從而有效地抑制了直流偏差。心得體會初次接觸ads軟件來設(shè)計(jì)和仿真低噪聲放大器，在設(shè)計(jì)運(yùn)用過程中不僅了解了軟件的 基本用法，対射頻電路的知識有了些深入的認(rèn)識。以前沒有自己全面動手設(shè)計(jì)一樣電路, 射頻電路設(shè)計(jì)與仿真，整體上是大學(xué)三年的專業(yè)的一個綜合，以前的基礎(chǔ)知識必須扎實(shí)，不 然每一個元件的性質(zhì)和功能不懂的話，去理解電路是很難的。所以，在設(shè)計(jì)過程中我乂撿起 了以前逐漸淡忘的書本知識，書多讀兒遍自有新意。我以前不懂的地方現(xiàn)在看來并沒有那么 難，顯得有點(diǎn)游刃有余。學(xué)習(xí)