AWGN信道中不同調制方式的仿真--課設報告

1、、課程設計目的及內容程 設 計 報 告姓名： xx學號：班級：院系：信息與電氣工程學院專業(yè)：通信工程1.1 、課程設計的目的通過本課程的學習我們不僅能加深理解和鞏固理論課上所學的有關PCM編碼和解碼的基本概念、 基本理論和基本方法， 而且能鍛煉我們分析問題和解決問 題的能力； 同時對我們進行良好的獨立工作習慣和科學素質的培養(yǎng)， 為今后參加 科學工作打下良好的基礎。本課程設計主要研究 AWGN信道中不同調制方式的仿真。通過完成本課題的 設計，擬達到以下目的：1學習如何利用計算機仿真方法和技術對通信系統(tǒng)的理論知識進行驗證， 并學會搭建簡單的系統(tǒng)模型；2掌握 MATLAB 的基礎知識，熟悉 MATL

2、AB 進行通信系統(tǒng)仿真中各個常 用模塊的使用方法；3通過系統(tǒng)仿真加深對通信課程理論知識的理解。 通過該課題的設計與仿真， 可以提高學生綜合應用所學基礎知識的能力和計 算機編程的能力，為今后的學習和工作積累經驗1.2 課程設計的內容1：AWGN信道中不同調制方式的仿真1) 產生 速率 可調 的 數字 基帶 數 據， 用其 對可調 的載 波 分別進行 BPSK,QPSK,4QAM,16QAM調制，已調信號通過高斯白噪聲通道，在接收 端進行解調，恢復原始基帶數據。2) 畫出上述過程中每一點的波形3) 畫出不同調制方式下的信噪比，誤碼率曲線和星座圖，并進行比較4) 將理論計算和仿真系統(tǒng)的結果進行對比5

3、) 設計 GUI界面展示本人工作6) 可參考但不允許抄襲網上的程序2：高斯白噪聲信道 CDMA 性能仿真1：利用 m 序列產生擴頻碼，對用戶產生的速率可調數字基帶數據進行擴頻； 、 2：無需射頻調制，僅需考慮基帶 BPSK調制；3：多個用戶的擴頻信號經 AWGN信道到達接收端，實現用戶數據相關檢查；4：用戶數，擴頻增益可調；5：畫出不同擴頻增益、用戶數情況下的信噪比、誤碼率曲線；二： BPSK仿真設計1：相移鍵控系統(tǒng)概述相移鍵控是目前擴頻系統(tǒng)中大量使用的調制方式， 也是和擴頻技術結合最成 熟的調制技術， 原則上看是一種線性調制。 從基帶變換到中頻以及射頻， 中間的 頻譜搬移和信號放大需要一個要

4、求較高的線性信道，因而，設計要求較高。相移鍵控系統(tǒng)中， 有待傳輸的基帶數字脈沖控制著載波相位的變化， 從而形 成振幅與頻率不變，而相位取離散值變化的已調波。2：數字帶通傳輸分類數字信號的傳輸方式分為基帶傳輸和帶通傳輸， 在實際應用中， 大多數信道 具有帶通特性而不能直接傳輸基帶信號。 為了使數字信號在帶通信道中傳輸， 必 須使用數字基帶信號對載波進行調制， 以使信號與信道的特性相匹配。 這種用數 字基帶信號控制載波， 把數字基帶信號變換為數字帶通信號的過程稱為數字調制。數字帶通傳輸中一般利用數字信號的離散取值特點通過開關鍵控載波， 從而 實現數字調制，比如對載波的振幅、 頻率和相位進行鍵控可獲

5、得振幅鍵控 （ASK）、 頻移鍵控（ FSK）和相移鍵控（ PSK）。這三種數字調制方式在抗干擾噪聲能力 和信號頻譜利用率等方面，以相干 PSK 的性能最好，目前已在中、高速傳輸數 據時得到廣泛的應用。3： BPSK信號調制 / 解調原理3.1 BPSK信號調制原理二進制相移鍵控 BPSK(Binary Phase Shift Keying)方式一般是鍵控的載波 相位按基帶脈沖序列的規(guī)律而改變的數字調制方式， 也就是說， 二進制的數字基 帶信號 0 與 1 分別用相干調制的載波的 0 與 相位的波形來表示。其表達式 由公式( 1-1)給出：s(t) angT (t nTb )cos( it i

6、)(1-1)n其中 An 為雙極性的二進制數字序列， An的取值為 ± 1，Tb為二進制的符號間隔，gT (t )基帶的發(fā)送成形濾波器的沖激響應，通常具有升余弦特性；i 是調制載波的頻率， i 是調制載波的初始相位。用 BPSK 調制方式時，因為發(fā)送端以某一個相位作為基準，所以在接收端 也一定有這樣一個固定的基準相位作為參考。 假如參考相位發(fā)生變化了， 那么接 收端恢復的信息也會出錯，也就是存在 “倒 ”現象。因此需要在接收端使用載波 同步，才能夠正確恢復出基帶的信號。BPSK信號的調制原理框圖如圖 2-1所示，典型波形如圖 2-2 所示。圖 2-1 BPSK 調制原理圖圖 2-2

7、發(fā)送碼元為 1 0 0 1 1 的 BPSK 波形BPSK 信號的頻譜如圖 2-3所示，可以計算頻譜效率，所謂頻譜效率是指信 號傳輸速率與所占帶寬之比。在 BPSK 中，信號碼元為 Tb ，故信號傳輸速率為 fb 1/ Tb，以頻譜的主瓣寬度為傳輸帶寬， 忽略旁瓣的影響，則射頻帶寬為 2/Tb， 頻譜效率為：T1信號傳輸速率 /帶寬= Tb 2 =0.5b / s（每赫）Tb即每赫茲帶寬傳輸 0.5b/s。注意，這里是以射頻帶寬計算的，若以基帶帶寬來計算，那就是每赫茲 1 b/s。圖 2-3 BPSK 的頻譜BPSK 的調制器非常簡單，只要把數字信號與載波相乘即可。不過這里數字 信號的“0”要

8、用“-1”來表示（在數字通信中， 符號“1”用“+1”來表示，“ 0” 則用“ -1”來表示）。由圖 2-3 可見， BPSK波形與信息代碼之間的關系是 “異變 同不變 ”，即：若本碼元與前一碼元相異，則本碼元內 BPSK 信號的初相相對于 前一碼元內 BPSK 信號末相變化 180°；否則不變。3.2 BPSK 信號解調原理因為 BPSK 信號的幅度與基帶信號無關， 故不能用包絡檢波法而只能用相干 解調法解調 BPSK 信號，在相干解調過程中需要用到與接收的 BPSK 信號同頻同 相的相干載波 ,相干接收機模型如圖 2-4 所示：圖 2-4 BPSK 相干接收機模型具體的 BPSK

9、信號解調原理框圖如圖 2-5 所示圖 2-5 BPSK 解調原理框圖如圖 2-5給出了一種 BPSK 信號相干解調原理框圖， 圖中經過帶通濾波的信 號在相乘器與本地載波相乘， 在相干解調中， 如何得到與接收的 BPSK 信號同頻 同相的相干載波是關鍵， 然后用低通濾波器去除高頻分量， 再進行積分采樣判決， 判決器是按極性進行判決， 得到最終的二進制信息。 假設相干載波的基準相位于 BPSK 信號的調制載波的基準相位一致。但是，由于在 BPSK 信號的載波恢復過 程中存在 180 o的相位迷糊( phase ambiguity)，即恢復的本地載波與所需的相干 載波可能同相， 也可能反相， 這種相

10、位關系的不確定性將會造成解調出數字基帶 信號與發(fā)送的數字基帶信號正好相反，即 1'變?yōu)?0'，0'變?yōu)?1'，判決 器輸出數字信號全部出錯。這種現象稱為 BPSK 方式的倒 '現象。載波同步器從 BPSK 信號中提取的相干載波可能與接收信號的載波同相， 也可能反相，稱此為相干載波的相位模糊現象。如果收到的信號與載波信號同相， 則相乘為正值，積分采樣后必為一大于 0的值，即可判決為“ 1”。如果收到的信 號與參考信號相反，則相乘之后必為負值，積分采樣后判決為“ 0”，因此解調完2-6 所示。圖 2-6 BPSK 解調信號示意圖成。具體波形如圖4.BPSK的

11、調制代碼num=10; %碼元個數 tnum=200; %碼元長度 N=num*tnum; %10 個碼元整體長度 a=randint(1,num,2);%產生 1 行 num 列的矩陣，矩陣內 0 和 1 隨機出現fc=0.5;%載波頻率為 0.5t=0:0.05:9.99; %t 從 0 到 9.99 ，間隔為 0.05 s=;c=;for i=1:num%i 從 1 到 10 循環(huán)if (a(i)=0)A=zeros(1,tnum);else%i=0 時，產生一個碼元長度為tnum200 )0 碼元A=ones(1,tnum);end%i=1 時，產生一個碼元長度為tnum200 )1

12、碼元s=s A;%s 為隨機基帶信號cs=sin(2*pi*fc*t);c=c cs; %c 為載波信號 end%采用模擬調制方法得到調制信號 s_NRZ=;for i=1:num %i 從if （a（i）=0）到 num （ 10 ）循環(huán)A=ones(1,tnum);else%i=0 時，產生一個碼元長度為tnum200 )1 碼元A=-1*ones(1,tnum);end%i 非 0 時，產生一個碼元長度為tnum (200 )的 -1碼元s_NRZ=s_NRZ,A;end%s_NRZ 為雙極性非歸零碼e=s_NRZ.*c;%e 為 BPSK 調制信號figure(1); subplot(

13、3,2,1); plot(s); grid on;%圖 1%圖 1 為 3× 2 部分的第一部分 基帶信號）的波形圖%作 saxis(0 N -2 2);xlabel( ' 基帶信號 s(t)' ylabel( ' 基帶信號幅值 subplot(323);plot(c);grid axis(0 N -2 2);xlabel( 'BPSK 載波信號 ' ); ylabel( 'BPSK 載波信號幅值 subplot(325);plot(e);grid axis(0 N -2 2);xlabel( 'BPSK 調制信號 '

14、); ylabel( 'BPSK 調制信號幅值%橫軸長度為 0 到 N，縱軸范圍為 -2 ）;' ）;%x 軸的注釋%y 軸的注釋on ;' );' );到+2%作 c （BPSK 載波信號）on ;%作 e （BPSK 調制信號）的波形圖的波形圖%修正頻率 f 的范圍 s 的快速傅里葉變換%信號的頻譜Fs=200;%采樣頻率n=length(s);%基帶信號長度f=0:Fs/n:Fs-Fs/n-Fs/2;S=fft(s);%基帶信號E=fft(e);%基帶信號 e 的快速傅里葉變換C=fft(c);%基帶信號 c 的快速傅里葉變換subplot(322); p

15、lot(f,abs(fftshift(S); title( ' 基帶信號頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel( subplot(324); plot(f,abs(fftshift(C);title( ' 載波信號頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel( subplot(326); plot(f,abs(fftshift(E);title( ' 調制信號頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel(%基帶信號的頻譜'S(w)&

16、#39; ); gridon;%載波信號的頻譜'C(w)' ); gridon;%調制信號的頻譜'E(w)' );grid on ;%加高斯噪聲SNR=5; %輸入信噪比 snr=10(SNR/10);N0=(am*am)/2/snr;N0_db=10*log10(N0); ni=wgn(1,N,N0_db);am=0.7; %輸入信號經信道后振幅由1 衰減為 0.7%計算噪聲功率%將噪聲功率轉換為 dBW% 產生 1 行 N 列功率為 N0_db 的高斯白噪聲yi=e+ni;%BSK 已調信號中加入白噪聲，輸入信噪比為SNR figure(2);subplot

17、(2,1,1);plot(yi);grid on;xlabel( ' 加入高斯白噪聲的已調信號 yi(t)' );%帶通濾波器b1,a1 = butter(3,2*pi*0.0001,2*pi*0.01);%計算帶通濾波器的 H(z) 系數y=filter(b1,a1,yi);%對信號 yi 進行濾波，得到信號 yfigure(2);subplot(2,1,2);plot(y);grid on;xlabel( ' 經帶通濾波器后信號 ' );%與恢復載波相乘 x1=2*c.*y; figure(3); subplot(2,1,1); plot(x1); grid

18、 on;xlabel( ' 與恢復載波相乘后的信號 x1(t)' );%低通濾波器b2,a2=butter(2,0.005); x=filter(b2,a2,x1);figure(3); subplot(2,1,2);plot(x);grid on;axis(0 N -2 2);%計算 H(z) 系數 ，頻率為 (1/200)%對信號 x1 濾波，得到信號 xxlabel( ' 經低通濾波器后信號波形 ' )%抽樣判決 x=fun_panjue(x);%調用函數，進行抽樣判決figure(4);subplot(2,1,1);plot(x);grid on ; x

19、label( ' 加噪后解調信號 x(t)' );axis(0 N -2 2);%消除延遲x=fun_yanc(x);%調用函數，進行消除延遲figure(4);subplot(2,1,2);plot(x);grid on ; xlabel( ' 加噪后去掉延遲的解調信號 x(t)' );axis(0 N -2 2);%誤碼率計算Err1=length(find(x=s)%計算解調信號中錯誤碼元個數Pe_test1=Err1/N%計算實際誤碼率Pe1=(1/2)*erfc(sqrt(snr)%計算系統(tǒng)理論誤碼率% 理論誤碼率曲線Pe=;for SNR=1:10a

20、m=0.7;%輸入信號經信道后振幅由1 衰減為 0.7E=am*am/2;snr=10(SNR/10);N0=(am*am)/(2*snr);no=N0/(2*200);%計算噪聲功率N0_db=10*log10(N0);%將噪聲功率轉換為 dBWni=wgn(1,N,N0_db);% 產生 1 行 N 列的高斯噪聲yi=e+ni;%BSK 已調信號中加入白噪聲，輸入信噪比為SNRy=filter(b1,a1,yi);x1=2*c.*y;%對 yi 進行濾波 ( 帶通濾波器 ) ，得到信號 y %與恢復載波相乘xx=filter(b2,a2,x1); xx=fun_panjue(xx); xx

21、=fun_yanc(xx); snr=10(SNR/10);%經低通濾波器濾波%抽樣判決%消除延遲Pe=Pe,(1/2)*erfc(sqrt(snr);%計算理論誤碼率end figure(5);5運行 BPSK后出來的圖像文件(D 雋査看也猜入O) IMCD 寶面劭 (W)嵇助(W目I 口加入高斯白噪聲的已調信號yi(t)經帶通濾波器后信號與恢復載波相乘后的信號x1(t)BPSK的GUI圖形:QPSK的仿真設計41. QPSK 原理四相相移調制是利用載波的四種不同相位差來表征輸入的數字信息，是四進制移相鍵控。 QPSK是在 M=4時的調相技術，它規(guī)定了四種載波相位，分別為 45°，

22、135°， 225°， 315°，調制器輸入的數據是二進制數字序列，為了能和四進制 的載波相位配合起來， 則需要把二進制數據變換為四進制數據， 這就是說需要把二進 制數字序列中每兩個比特分成一組，共有四種組合，即00， 01，10， 11，其中每一組稱為雙比特碼元。 每一個雙比特碼元是由兩位二進制信息比特組成， 它們分別代表 四進制四個符號中的一個符號。 QPSK中每次調制1000可傳輸 2 個信息比特， 這些信 息比特是通過載波的四種相 位來傳遞的。解調器根據星 座圖及接收到的載波信號的 相位來判斷發(fā)送端發(fā)送的信 息比特。圖012-1 QPSK 相位圖11以/4

23、 QPSK信號來分析當輸入的數字信息為“ 10”碼元時，輸出已調載波A cos 2 f c t4(2-1)當輸入的數字信息為“ 00”碼元時，輸出已調載波A cos 2 f c t34(2-2)當輸入的數字信息為“ 01”碼元時，輸出已調載波A cos 2 f c t5(2-3)當輸入的數字信息為“ 11”碼元時，輸出已調載波A cos 2 f c t74(2-4)圖 2-2 QPSK 調制框圖圖 2-3QPSK 調制規(guī)則接收機收到某一碼元的 QPSK信號可表示為： 3 5 74 , 4 , 4 , 4(2-5)yi(t)=a cos(2 fct+ n) 其中圖 2-4 QPSK 解調原理分析

24、由 QPSK的解調框圖得到：y(2A-(6t) yB(t) yi(t) acos(2fct n)zA(t) zB(t) xA(t)acos(2fctn ) cos 2f cta cos(2f c tn ) cos(2fcta2cos n,xB(t)asin2a2 coas(4fcta sin( 4fctan) 2cosn) a2sin(2-7)(2-8)(2-9)符號相位 ncos n 的極性sin n 的極性判決器輸出AB/4+113 /4-+015 /4-007 /4+-10QPSK調制代碼clear;N=8;bitstream=1 -1 -1 1 1 1 -1 1;figure(1)su

25、bplot(111)stem(bitstream);title(xlabel(ylabel(' 輸入的二進制序列 ' ); ' 碼元間距 ' )' 碼元 ' )%載波頻率%采樣頻率%每符號持續(xù)時間%每符號內的采樣點數fc=10; fs=1800; T=0.1;N_samples=T*fs;t=0:T/N_samples:(T-T/N_samples);%串并轉換figure(2)in1=zeros(1,N/2); in2=zeros(1,N/2);for i=1:N/2in1(i)=bitstream(2*(i-1)+1);in2(i)=bits

26、tream(2*(i-1)+2); endsubplot(211) stem(in1);title( 'I 支路分量 ' ) xlabel( ' 碼元間距 ' ) ylabel( ' 碼元 ' ) subplot(212) stem(in2);title( 'Q 支路分量 ' ) xlabel( ' 碼元間距 ' ) ylabel( ' 碼元 ' )carrier1=cos(2*pi*fc*t);carrier2=sin(2*pi*fc*t);n=length(bitstream)/2;x1=zer

27、os(1,length(carrier1)*n); y1=zeros(1,length(carrier1)*n);for i=1:length(in1)x1(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=in1(i)*carrier1; end%載波調制figure(3) t1=0:T/N_samples:(length(x1)/N_samples)*T-T/N_samples); subplot(211)plot(t1,x1)axis(0 0.4 -3 3 );title('I 支路分量加載波信號 ' )xlabel('

28、 時間 /s' )ylabel(' 幅值 ' )gridon;for i=1:length(in2)y1(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=in2(i)*carrier2; endsubplot(212)plot(t1,y1)axis(0 0.4 -3 3 );title('Q 支路分量加載波信號 ' )xlabel(' 時間 /s')ylabel(' 幅值 ' )gridon;figure(4)z1=x1+y1;subplot(111)plot(t1,z1)ax

29、is(0 0.4 -3 3 );title( 'QPSK 調制信號 ' )xlabel( ' 時間 /s' )ylabel( ' 幅值 ' )grid on;k = 2;% 每個符號的比特數EbNo = 5; % 解調門限 In dBnsamp = 1; % 采樣率snr = EbNo + 10*log10(k) - 10*log10(nsamp);z2 = awgn(z1,snr, 'measured' );figure(5)for i=1:length(z2)/N_samplesx2(N_samples*(i-1)+1):(N

30、_samples*(i-1)+N_samples)=carrier1;endx3=z2.*x2;subplot(211)plot(t1,x3)axis(0 0.4 -3 3 );title( 'I支路分量相干解調信號xlabel(' 時間 /s' )ylabel(' 幅值 ' )grid onfor i=1:length(z2)/N_samplesy2(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=carrier2; endy3=z2.*y2;subplot(212)plot(t1,y3)axis(0 0.

31、4 -3 3 );title('Q 支路分量相干解調信號 ' )xlabel(' 時間 /s')ylabel(' 幅值 ' )grid on;%加噪信號通過濾波器b,a=butter(3,0.1);x3=filter(b,a,x3);b,a=butter(2,0.1);y3=filter(b,a,y3);figure(6)subplot(211)plot(t1,x3);axis(0 0.2 -3 3 );title('I 支路分量相干解調信號通過濾波器')xlabel(' 時間 /s' )ylabel('

32、幅值 ' )gridon;subplot(212)plot(t1,y3);axis(0 0.2 -3 3 );title( 'Q 支路分量相干解調通過濾波器 ' )xlabel( ' 時間 /s' )ylabel( ' 幅值 ' )grid on;out1=zeros(1,length(x3)/(2*N_samples);for i=0:(N/2-1)if (x3(N_samples*i+N_samples/2)>0) out1(i+1)=1;else out1(i+1)=-1;endend out2=zeros(1,length(

33、y3)/(2*N_samples);for j=0:(N/2-1)if (y3(N_samples/4+N_samples*j)+y3(N_samples*3)/4+N_samples*j)/2)>0)out2(j+1)=1;elseout2(j+1)=-1;endendout=zeros(1,length(bitstream);for k=1:length(bitstream)/2 out(2*(k-1)+1)=out1(k); out(2*(k-1)+2)=out2(k);endfigure(7)subplot(211)stem(out);title( 'QPSK 輸出信號

34、' )ylabel( ' 幅值 ' )axis(0 8 -1 1);spectrum=(real(fft(z1,10*length(z1).2; S_spectrum=spectrum(1:length(spectrum)/2);subplot(212)F=0:fs/(2*length(S_spectrum):fs/2-fs/(2*length(S_spectrum); plot(F,10*log10(S_spectrum) axis(0 50 0 60);title( 'QPSK 信號功率譜密度 ' )xlabel(' 頻率 /Hz'

35、)ylabel(' 功率 ' )snr=0:0.5:10;ber=1-(1-1/2*erfc(sqrt(0.4*snr).2;figure(8)semilogy(log(snr),ber, '-b*' ) title( 'QPSK 信號誤碼率分析 ' ) xlabel(' 信噪比 ' )ylabel(' 誤碼率 ' )clcclear allSNR_DB=0:1:12;sum=1000000;data= randsrc(sum,2,0 1); a1,b1=find(data(:,1)=0&data(:,2)

36、=0);message(a1)=-1-j; a2,b2=find(data(:,1)=0&data(:,2)=1);message(a2)=-1+j; a3,b3=find(data(:,1)=1&data(:,2)=0);message(a3)=1-j; a4,b4=find(data(:,1)=1&data(:,2)=1);message(a4)=1+j;scatterplot(message)三QPSK代碼運行后的一些波形a 丸的要&層 oQPSK調制信號時間/sHiell VZVf W 砂 ¼ 必- * d ZI支路分量相干解調信號QPSK輸出

37、信號9«1fS>>-0-5-1 45四 QPSK的GUI圖四： 4QAM的仿真設計4.1 QAM 調制原理QAM(Quadrature Amplitude Modulation )：正交振幅調制。其映射過程為： 將輸入的比特信號按所需的 QAM 信號來進行 M 階映射，分別映射為 IQ 兩路， 成為復數符號信息 4 。QAM 調制技術采用振幅和相位進行聯合調制，因此單獨的使用其中的一種 調制，就會演變成其他的調制方式。對于振幅調制而言 5 ，其主要作用是控制載 波的振幅大小， 因此信號的矢量端點在一條軸線上分布； 對于相位調制而言， 其 主要作用是控制載波相位的變化，因此

38、其信號的矢量端點在圓上分布。 QAM 信 號階數不斷提高， 信號矢量點之間的距離就會變小， 因此噪聲容限也會變小， 在 判決的時候就很容易發(fā)生錯誤。圖 4.1 正交振幅調制原理框圖4.2QAM 解調原理及方法利用正交相干解調器， 解調器輸入端的已調信號與本地恢復的兩個正交載波相乘，經過低通濾波器輸出兩路多電平基帶信號 X(t) 和 Y(t), 用門限電平為 (L-1) 的判決器判決后， 分別恢復出兩路速率為 Rb/2 的二進制序列， 最后經過并 / 串變 換器將兩路二進制序列組合為一個速率為 Rb 的二進制序列 6 。下圖為正交振幅調制解調原理框圖 :圖 2.2 正交振幅調制解調原理框圖4.3

39、 設計產生四進制基帶信號x=randint(1,N,M);產生一個四進制基帶信號，運用 stairs 函數畫出該序列的時域波形圖 4.3 四進制基帶信號圖如圖，繪制出橫軸 (020),縱軸 (-15)的四進制基帶信號。由圖易知 ,四進制基帶信 號取值為 0,1,2,3。4.4 編程實現 4QAM 調制調用函數 :y=qammod(x,M);qammod函數實現 QAM調制,M等于 4,其中 qammod 為matlab 的自帶函數,對 輸入的數字基帶信號進行 M 階的 QAM 調制，其輸出是一個復數， 其實部表示調 制后的同相分量( I 信號)，虛部表示調制后的正交分量( Q 分量)。圖 4.

40、4 4QAM 信號的實部和虛部圖像由所畫的圖形可知 ,調制后的信號實部有兩個取值 ( -1 1 ),虛部兩個取值 (-1 1),此次設計是進行 4QAM 調制,所以總共有 4種狀態(tài)4.5 繪制散點圖調用函數 scatterplot(y)， 繪制信號的散點圖，也可稱星座圖圖 4.5 無噪聲下的 4QAM 散點圖4QAM 調制輸出的是一個復數， 該函數實現的調制輸出的星座圖是一個矩形， 輸 出有 4 種狀態(tài)。4.6 編程實現 4QAM 解調調用函數 :z=qamdemod(y,M);與 qammod 用法格式相似，但功能是實現 QAM解調。其中 y是QAM 信號，M 是與調制階數相同的解調階數，

41、z 為解調輸出的四進制基帶信號。圖 4.6 4QAM 解調后四進制基帶信號圖4.7疊加噪聲后 ，信號的解調實際生活中的傳輸信道不可能完全是理想信道，存在加性干擾，噪聲將疊加 在調制信號上， 通過對不同信噪比解調輸出信號的分析， 可比較不同調制方式的 性能。(2)編程實現 >>y1=awgn(y,20;)%在已調信號中加入信噪比為 20 的高斯白噪聲 >>y2=awgn(y,-20);%在已調信號中加入信噪比為 -20 的高斯白噪聲 Awgn：y = awgn(x,SNR)在 信號 x中加入高斯白噪聲。信噪比 SNR以 dB為單位。 x 的強度假定為 0dBW 。圖 4.

42、7 不同信噪比解調恢復后的四進制基帶圖像 通過大信噪比解調后恢復的四進制基帶信號和小信噪比解調后恢復的四進 制基帶信號與原四進制基帶信號相比較，可以得出 :大信噪比情況下能無差錯的 恢復原信號，說明 4QAM 對該種信噪比下的信道具有較強的適應能力，小信噪 比情況下已不能恢復原信號。從圖中可看出，出現了許多的誤判情況。圖 4.7-2 大信噪比下的散點圖圖 4.7-3 小信噪比下的散點圖由圖 3.6和圖 3.7對比不難看出，當信噪比越小時，散點圖越混亂，混亂而模糊的圖形是由噪聲干擾而形成的。理想信道調制后信號的星座圖是一個矩形， 大信噪比下調制后輸出信號出現偏差， 但由大信噪比調制輸出的星座圖可

43、以看出 其偏差還在噪聲容限范圍內， 所以大信噪比下能夠無差錯得到恢復原信號； 小信 噪比的調制輸出信號的散點圖已經不在噪聲容限范圍內，故不能恢復原信號。4.8 繪制頻譜圖，進行分析調用函數 :xw=fft(x,100000);用fft() 函數來求序列的傅里葉變換。 fs=1000HZ,為采樣頻 率數據點數 N=100000。通過 plot 函數繪制四進制基帶信號頻域波形。圖 4.8 基帶信號和無噪聲解調后的基帶信號頻譜圖圖 4.8-1 不同信噪比解調后恢復四進制的基帶信號頻譜圖由圖 4.8 可知，在無噪聲下，解調后信號與調制信號頻域波形一致，輸入的 為四進制基帶信號，由理論知識可知頻率集中在

44、 0(低頻 )處。由圖 4.8-1 可知，大信噪比下的解調信號頻譜與原基帶信號頻譜基本一致， 而小信噪比下的解調信號頻譜與原基帶信號頻譜波形上有較大的區(qū)別。 這也印證 了之前的結論：大信噪比情況下能無差錯的恢復原信號，說明 4QAM 對該種信噪比下的信道具 有較強的適應能力， 小信噪比的情況下已不能恢復原信號。 故小信噪比下的頻譜 圖已與原頻譜圖和大信噪比下的頻譜圖，波形有了很大差別。4.9 誤碼率分析調用函數 ：br, Pe(i)=symerr(x,z3)得; 到信噪比與誤碼率之間的關系semilogy（SNR,Pe調）; 用 semilogy 函數繪制信噪比與誤碼率的關系曲線。下圖為信噪比

45、與誤碼率的關系曲線圖：4.10 ：4QAM的程序代碼N=100000; %定義基本參數M=4;fs=1000;x=randint(1,N,M);y=qammod(x,M) z=qamdemod(y,M);%yl=awgn(y,SNR-10*log10(0.5)-10*log10y1=awgn(y,20);z1=qamdemod(y1,M);(N),'measured','dB'); y2=awgn(y,-20);z2=qamdemod(y2,M);%畫實域頻域頻譜xw=fft(x,100000);mag_xw=abs(xw);zw=fft(z,100000);m

46、ag_zw=abs(zw);z1w=fft(z1,100000); mag_z1w=abs(z1w); z2w=fft(z2,100000); mag_z2w=abs(z2w); fs=1000;N=100000; n=0:N-1; f=n*fs/N;%疊加噪聲和誤碼分析 SNR=-10:10 for i=1:length(SNR);%加入高斯小噪聲，信噪比從 -10dB 到 10dB%調用數字帶通解調函數 ddemod 對加噪聲信號進行解調%對解調后加大噪聲信號誤碼分析，br 為符號誤差數， Pe(i)y3=awgn(y,SNR(i); z3=qamdemod(y3,M); br, Pe(i

47、)=symerr(x,z3) 為符號誤差率 endfigure(1)stairs(x);title( ' 四進制基帶信號' );xlabel( ' 時間 t');ylabel(' 序列值' );axis(1 20 -1 5);gridonfigure(2)subplot(211);stairs(real(y);title('QAM 信號實部' );axis(120 -33);gridonsubplot(212);stairs(imag(y);title('QAM 信號虛部' );axis(120 -33);grid

48、onfigure(3);stairs(z);title( 'QAM 解調后四進制基帶信號 ' );xlabel(' 時間 t');ylabel(' 序列值' );axis(1 20 -1 5);gridonfigure(4);subplot(3,1,1);stairs(x);title(' 四進制基帶信號 ' );xlabel(' 時間t' );ylabel( ' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);grid onsubplot(3,1,2);stairs(z1);title('

49、 大信噪比解調恢復四進制基帶信號 ' );xlabel(時間 t' );ylabel(' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);gridonsubplot(3,1,3);stairs(z2);title(' 小信噪比解調恢復四進制基帶信號 ' );xlabel(時間 t' );ylabel(' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);gridonfigure(5);subplot(211);plot(f,mag_xw);title( ' 四進制基帶信號頻譜 ' );xlabel( '

50、; 頻率 f' );ylabel( ' 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid onsubplot(212);plot(f,mag_zw);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );ylabel( figure(6) subplot(211);plot(f,mag_z1w);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );ylabel( subplot(212);plot(f,mag_z2w);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );y

51、label(' 無噪聲下 QAM 解調后四進制基帶信號頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid on' 大信噪比 QAM 解調恢復四進制基帶信號頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid on' 小信噪比 QAM 解調恢復四進制基帶信號頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid onfigure(7)semilogy(SNR,Pe);% 調用 semilogy 函數繪制信噪比與誤碼率的關系曲線xlabel(' 信噪比 SNR(r/dB)');ylabel('

52、; 誤碼率 Pe' );title(' 信噪比與誤碼率的關系' );axis(-10 10 0 1)grid onscatterplot(y)%理想調制輸出scatterplot(y1)%大信噪比調制輸出scatterplot(y2)%小信噪比調制輸出4.11 ：4QAM的 GUI圖五： 16QAM的仿真設計5.1.1 信號源基于MATLA的B 16QAM調制與解調，這里采取的是 random_binary() 函數，該 函數不是 MATLA中B的內置的子函數， 不是通過直接調用得到一連串比特流， 而是通過輸進代碼來實 現 ，每次 仿 真所產 生的比特流 一般是 不一樣

53、的。 通過 random_binary() ，首先是判斷有沒有輸入參數，在沒有輸入參數的情況下，就 指定信息序列為 10000個碼元，在這 10000個碼元中以各百分之五十的機會在 1,0 之間隨機選擇 0,1的取值，因此在這 10000個碼元中將會由 0,1 元素隨機組成的。 如圖 4-1所示，可以看出該比特序列是由一連串的 0,1比特構成的。圖 4-1 二進制隨機比特流5-1 二進制隨機比特流5.1.2 電平轉換在通信系統(tǒng)中為了提高系統(tǒng)信息的傳輸速率，采用二進制的調制是遠遠不 夠的，所以在通信系統(tǒng)的信號發(fā)送端一般會對信號進行多進制調制， 這樣就能使 一個碼元帶有多個比特。由上圖可知信號源所產生的信號是二進制的隨機序列， reshape(t,n,m )函數是指通過該函數生成 n*m矩陣， 將t 中的數據依次填充到第 一列，第二列，依次類推直到第 m列。這里通過 reshpe() 將原始的二進制比特序 列每四個分成一組 (2的4次冪等于 16)并將這一組一組的數據排列成矩陣， 再者 利用 bi2de() 函數將矩陣轉化成相應的 16進制序列。Bi2de() 函數中的數組是從左 往右看，由上 reshape函數可知數組是由每 4個比特構成一個分組， 所以取值范圍 是由 0000-1111由這樣的二進制構成的取值范圍轉換成十進