具有功率因數(shù)校正的Boost電路設(shè)計(jì)研究

1、裝訂線安徽工業(yè)大學(xué)工商學(xué)院 畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）說明書安徽工業(yè)大學(xué)工商學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)(論文)任務(wù)書課題名稱具有功率因數(shù)校正的Boost電路設(shè)計(jì)研究學(xué) 校安徽工業(yè)大學(xué)工商學(xué)院專業(yè)班級電氣工程及其自動化 1242班姓 名趙洲灝學(xué) 號 121842199畢業(yè)設(shè)計(jì)(論文)的主要內(nèi)容及要求：主要內(nèi)容：(1) 熟悉電力電子技術(shù)的應(yīng)用發(fā)展現(xiàn)狀，了解整流電路功率因數(shù)校正是抑制諧波污染、提高系統(tǒng)功率因數(shù)的有效方法 (2) 充分理解PWM功率因數(shù)校正技術(shù)的基本原理 (3) 完成Boost單級功率因數(shù)校正電路及控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)與分析 (4) 完成5000漢字以上英文資料的翻譯 (5) 撰寫畢業(yè)論文，進(jìn)行畢業(yè)答辯課題要求:(1

2、) 閱讀與畢業(yè)設(shè)計(jì)相關(guān)的中英文參考文獻(xiàn)(20篇以上,至少2篇英文）。 (2) 熟練地應(yīng)用計(jì)算機(jī)，包括上網(wǎng)查找中、英文參考資料等。 (3) 翻譯一篇與本課題有關(guān)的英文資料。 起止時間：2016年2月25日至2016年6月11日共16周指導(dǎo)教師簽 字系主任簽 字院 長簽 字裝訂線安徽工業(yè)大學(xué)工商學(xué)院 畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）說明書摘 要近幾十年來，由于大功率電力電子裝置的廣泛使用，使公用電網(wǎng)受到諧波電流和諧波電壓的污染日益嚴(yán)重，使得功率因數(shù)偏低，降低了電能利用率。同時，功率因數(shù)校正技術(shù)作為行之有效的方法，備受人們關(guān)注。上世紀(jì)九十年代以來，許多控制策略被應(yīng)用于功率因數(shù)校正電路中，如峰值電流控制平均電流控制滯

3、環(huán)控制等。本文在參閱國內(nèi)大量文獻(xiàn)資料的基礎(chǔ)上，并綜合近年來國內(nèi)外功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展?fàn)顩r，簡要地比較了無源功率因數(shù)校正與有源功率因數(shù)校正技術(shù)，同時分析了有源功率因數(shù)校正及單級功率因數(shù)校正技術(shù)的基本原理、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方法。本文選擇以BOOST變換器為主電路拓?fù)?，控制電路采用平均電流控制的UC3854控制器。本文功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)，使電路的功率因數(shù)得到了明顯改善，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求，同時電路的總諧波畸變因數(shù)被控制在了一定的合理的范圍之內(nèi)，減少了對電網(wǎng)的污染。根據(jù)參數(shù)，基于PSPICE環(huán)境下對采用功率因數(shù)校正前后的電路進(jìn)行了仿真與分析。關(guān)鍵詞功率因數(shù)校正 BOOST變換器 平均電流控制 仿真

4、ABSTRACTThe harmonic for voltage and current, lower power factor and lower power efficiency of public power system is serious increasingly because of much big power electronic equipment in recent years. At the same time, in order to suppress harmonic grid, and improve power factor, people paid more

5、attention to power factor correction technology as an effective way. Since the 1990s, many control strategies are applied to PFC circuits such as peak current mode control, average current mode control and hysteresis current control.The development for power factor correction both here and abroad in

6、 recent years is summarized and the good and bad characteristics for passive and active power factor correction technique is analyzed briefly and analyzes the basic principle, topology and control method of active power factor correction and single-stage power factor correction technique. This paper

7、 mainly chosen to BOOST converter circuit topology, the control circuit using the average current control UC3854 controller.The power factor of circuit is improved obviously and satisfied design require after power factor correction and the total harmonic distortion for current is controlled in a ba

8、nd, so the harmonic for voltage and current is reduced. The circuit was simulated based on PSPICE ,according to these parameters and correctness of the design is proved firstly after used compare simulation waves.Keywords：Power Factor Correction, BOOST converter, Average current control, Simulation目

9、錄摘 要1ABSTRACT2第1章 緒 論51.1課題研究的背景及意義51.1.1 諧波污染的問題51.1.2 諧波的危害及常規(guī)解決方案51.2 功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展?fàn)顩r與趨勢61.3 功率因數(shù)校正技術(shù)的主要內(nèi)容介紹61.3.1 功率因數(shù)的定義61.3.2 功率因數(shù)校正技術(shù)的簡單分類71.4論文主要安排10第2章 APFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)112.1 簡述APFC典型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及比較112.2 典型單相單級PFC電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)介紹132.3 單級APFC與兩級APFC和PPFC方案的簡單比較16第3章 APFC控制方案173.1 CCM控制策略介紹173.1.1 峰值電流控制173.1.2 滯環(huán)電

10、流控制183.1.3 平均電流控制203.2 DCM控制策略213.3 UC3854相關(guān)介紹233.3.1 UC3854的基本組成243.3.2 引腳及功能25第4章 Boost PFC電路仿真284.1 主電路參數(shù)設(shè)置284.1.1 升壓電感的計(jì)算284.1.2 輸出電容的選擇294.1.3 功率開關(guān)與二極管的選擇294.2 控制電路參數(shù)設(shè)置294.2.1 控制電路的結(jié)構(gòu)294.2.2 峰值電流限制304.2.3 乘法器的設(shè)置314.2.4 振蕩器的設(shè)置324.2.5 驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)334.2.6 反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的初步設(shè)計(jì)334.3 開環(huán)電路仿真354.4 閉環(huán)仿真364.4.1 電壓控制環(huán)路

11、部分364.4.2 電流控制環(huán)路部分374.4.3 仿真電路構(gòu)成384.4.4 閉環(huán)仿真波形及分析384.4.5 仿真結(jié)果分析39結(jié) 論40致 謝41參考文獻(xiàn)42第1章 緒 論1.1課題研究的背景及意義 1.1.1 諧波污染的問題幾十年來，隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，各種電力電子裝置設(shè)備裝置在電力系統(tǒng)、工業(yè)、家庭等眾多領(lǐng)域的日益廣泛的應(yīng)用，使得電力系統(tǒng)中產(chǎn)生了大量的諧波，使電壓的波形發(fā)生了畸變，同時會產(chǎn)生電磁干擾，造成電能質(zhì)量的下降，也嚴(yán)重地影響著電網(wǎng)中各種電氣設(shè)備的安全運(yùn)行，因此必須抑制高次諧波污染。隨著諧波問題的日益嚴(yán)重，也引起了越來越廣泛的關(guān)注，為了解決日益嚴(yán)重的諧波問題，我國相繼頒布了

12、GB/T 12325-2008 電能質(zhì)量 供電電壓偏差、GB/T 12326-2008 電能質(zhì)量 電壓波動和閃動、GB/T 14549-1993 電能質(zhì)量 公用電網(wǎng)諧波、GB/T 15543-2008 電能質(zhì)量 三相電壓不平衡、GB/T 15945-2008 電能質(zhì)量 電力系統(tǒng)頻率偏差等五項(xiàng)標(biāo)準(zhǔn)來保證我國的電能質(zhì)量。國際上，國際電工委員會也制定了IEC6100-3-2的關(guān)于諧波限制的國際標(biāo)準(zhǔn)。1.1.2 諧波的危害及常規(guī)解決方案諧波對電網(wǎng)會產(chǎn)生的危害如下3： （1）諧波會使電網(wǎng)中的元件產(chǎn)生附加的諧波損耗，降低發(fā)電、輸電以及用電設(shè)備的效率，大量的三次諧波流過中性線會使線路過熱，嚴(yán)重的話甚至?xí)l(fā)生

13、火災(zāi)； （2）諧波會影響電氣設(shè)備的正常工作，使電機(jī)發(fā)生機(jī)械振動、噪音和過熱，使變壓器局部嚴(yán)重過熱，使電容器、電纜等設(shè)備過熱、出現(xiàn)絕緣老化、壽命縮短以至于損壞；（3）諧波會對通信線路和雷達(dá)設(shè)備造成干擾，對周邊的通信系統(tǒng)也會產(chǎn)成很大的干擾，嚴(yán)重時會使通信系統(tǒng)無法正常工作；（4）諧波電流的存在會引起電網(wǎng)電壓的畸變，并可能引發(fā)振蕩，影響電網(wǎng)的供電質(zhì)量和用電設(shè)備的安全； （5）諧波將會引起同一系統(tǒng)中的繼電保護(hù)裝置誤動作，使得常規(guī)測量儀器產(chǎn)生諧波誤差。目前常用的解決電力電子設(shè)備的諧波問題的方法有兩種：（1）增設(shè)電網(wǎng)補(bǔ)償裝置以補(bǔ)償電力電子設(shè)備、裝置產(chǎn)生的諧波；（2）對電力電子裝置本身進(jìn)行改進(jìn)，即采用功率因數(shù)

14、校正技術(shù)。兩者相比較而言，前者是消極的方法，即在裝置產(chǎn)生諧波后，進(jìn)行集中補(bǔ)償。而功率因數(shù)校正技術(shù)是一種相對積極的方法，能夠更為有效地抑制整流裝置的諧波，具有更為廣泛的應(yīng)用前景。目前功率因數(shù)校正技術(shù)已經(jīng)成為電力電子技術(shù)的一個重要的研究方向。為了抑制諧波污染，提高功率因數(shù)，因此設(shè)計(jì)采用PWM控制的Boost單級功率因數(shù)校正電路。 1.2 功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展?fàn)顩r與趨勢為了提高 AC/DC 變換器輸入端的功率因數(shù)，人們最早采用電感和電容構(gòu)成無源網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行功率因數(shù)校正，但是其電路體積龐大，對輸入電流的諧波抑制效果不十分理想。進(jìn)入20世紀(jì)70年代，伴隨著電力半導(dǎo)體器件的發(fā)展，開關(guān)技術(shù)突飛猛進(jìn)。至20世紀(jì)

15、80年代，APFC技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，這一時期是此項(xiàng)技術(shù)的初期，期間提出的一些基本的技術(shù)是其基礎(chǔ)。自20世紀(jì)90年代以來，相關(guān)技術(shù)人員相繼提出了一些用于功率因數(shù)校正的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、軟開關(guān)技術(shù)和新的控制方法等。經(jīng)過這一時期，APFC技術(shù)獲得了長足的發(fā)展，單相APFC校正技術(shù)基本趨于成熟，并廣泛應(yīng)用于各類開關(guān)電源等諸多電力電子裝置中。但要實(shí)現(xiàn)單相APFC電路的效率、提高功率密度、降低成本等方面仍需進(jìn)一步技術(shù)創(chuàng)新與研究。 同時，三相APFC電路與單相APFC電路相比工作原理相對復(fù)雜，控制技術(shù)難度較大，因而目前并不十分成熟。國際上，對三相APFC技術(shù)的研究較早，早在1989年的PESC上就由加拿大的A.R.

16、Prasad首先提出。迄今為止，對其的研究內(nèi)容主要在仿真分析、建模分析、控制方法與軟開關(guān)技術(shù)的運(yùn)用上。國內(nèi)則相對較晚，最早是在上世紀(jì)九十年代中葉。近年來，對其的研究的熱點(diǎn)問題主要集中在新型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出、將DC/DC電路中的新技術(shù)應(yīng)用于APFC電路、基于已有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的新型控制方法、單級APFC變換器的研究和數(shù)字控制技術(shù)的研究這幾個方面。可見，成本低、效率高、結(jié)構(gòu)簡單、實(shí)現(xiàn)容易，并具有高相應(yīng)速度、低輸出電壓紋波的高功率因數(shù)變換器是研究人員追求的最終目標(biāo)。1.3 功率因數(shù)校正技術(shù)的主要內(nèi)容介紹 1.3.1 功率因數(shù)的定義1正弦電路中，電路的有功功率就是其平均功率P=1202uid(wt)=UIc

17、os (1-1)式中，U、I分別為電壓、電流的有效值；電流滯后于電壓的相位差。視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI (1-2)無功功率定義為Q=UIsin (1-3)功率因數(shù)（Power Factor， PF） 定義為有功功率P和視在功率S的比值，即 =PS (1-4)此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：S2=P2+Q2 (1-5)在正弦電路中，功率因數(shù)是由電流和電壓的相位差決定的，其值為=cos (1-6)在非正弦電路中，有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式（1-4）定義。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流的波形的畸變可能很大。

18、因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波，電流波形為非正弦波的情況具有很大的實(shí)際意義。設(shè)正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流的有效值及與電壓的相位差分別為I1和1。這時，有功功率為P=UI1cos1 (1-7)功率因數(shù)為=PS=UI1cos1UI=I1Icos1=cos1 (1-8)式中，為基波電流有效值和總電流有效值之比，=I1/I，稱為基波因數(shù)；cos1稱為位移因數(shù)或基波功率因數(shù)?？梢姡β室驍?shù)由基波相移和電流波形畸變這兩個因素共同決定。1.3.2 功率因數(shù)校正技術(shù)的簡單分類7功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）技術(shù)根據(jù)是否使用有源器件可

19、以分為兩類，即無源功率因數(shù)校正（Passive Power Factor Correction, PPFC）技術(shù)和有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction, APFC）技術(shù)。PPFC技術(shù)是指在通過在二極管整流電路中加入電感和電容等無源元件與二極管構(gòu)成無源網(wǎng)絡(luò)，對電路中的電流脈沖進(jìn)行抑制，以降低電流諧波含量，提高功率因數(shù)，從而使電路輸出端電流波形接近正弦波的方法。無源功率因數(shù)校正技術(shù)是傳統(tǒng)補(bǔ)償無功和抑制諧波的主要手段。如圖1-1所示，在二極管整流橋后添加一個濾波電感和濾波電容相結(jié)合的無源網(wǎng)絡(luò)，使得輸入電流滿足諧波抑制的要求。 圖1-1 PPFC變換器PPFC

20、技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)是簡單、可靠、無需控制電路、電磁干擾小。其主要缺點(diǎn)是：（1）其所能達(dá)到的功率因數(shù)沒有有源功率因數(shù)校正的高，一般可以提高到0.9左右，諧波含量也僅能降至50%左右，在部分場合，無法滿足現(xiàn)行標(biāo)準(zhǔn)下諧波限制要求；（2）其抑制效果隨工作條件變化而變化；（3）若產(chǎn)生的諧波超過設(shè)計(jì)要求，會造成濾波器過載或損壞；（4）濾波電容的電壓是后級DC/DC變換器的輸入電壓它隨輸人交流電壓和輸出負(fù)載的變化而變化，這個變化的電壓影響了DC/DC變換器的性能。由于PPFC技術(shù)采用低頻電感和電容進(jìn)行輸人濾波，工作性能與頻率、負(fù)載變化及輸人電壓變化有關(guān)，因此比較適合于功率相對較?。ㄈ缧∮?00W）、對體積和重量

21、要求不高且對價格敏感的場合應(yīng)用。APFC技術(shù)就是采用全控型開關(guān)器件構(gòu)成的開關(guān)電路對輸入電流波形進(jìn)行控制，使之保持和電壓波形同相位。由于其之電路工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，因此相對于PPFC技術(shù)具有體積小、重量輕、效率高的優(yōu)點(diǎn)，在開關(guān)電源中得到廣泛應(yīng)用。從不同的角度看，APFC技術(shù)有很多種分類方法。從電網(wǎng)供電方式來分，可分為單相APFC電路和三相APFC電路；從控制模式來分，可分為電流連續(xù)模式(Continuous Current-Mode, CCM)、電流斷續(xù)模式(Discontinuous Current Mode, DCM)和電流臨界模式 (Boundary Current-Mode, BCM)；

22、從開關(guān)模式來分，可分為硬開關(guān)模式和軟開關(guān)模式；從電路構(gòu)成來分，可分為兩級APFC電路和單級APFC電路。兩級APFC技術(shù)，如圖1-2所示為兩級APFC方案框圖，由兩個相互獨(dú)立的變換器構(gòu)成。前級與整流后的輸入電源側(cè)相連，為實(shí)現(xiàn)APFC部分，中間為儲能電容，后級為實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓和輸出電壓的快速調(diào)節(jié)部分，前后級相互獨(dú)立，有各自的開關(guān)管和控制電路。前級通常采用Boost變換器，工作在CCM下實(shí)現(xiàn)APFC，其母線變化范圍一般為380400V（單相），不管儲能電容多大，直流母線電壓均會存在二倍頻紋波。此內(nèi)部之直流總線電壓通過后級DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)隔離和變換，得到負(fù)載所需的直流輸出電壓和實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的

23、快速調(diào)節(jié)。而由于母線電壓近似恒定，后級DC/DC變換器可被優(yōu)化。 圖1-2 兩級APFC方案兩級APFC方案的主要優(yōu)點(diǎn)是：輸入電流畸變小，諧波一般小于5%，功率因數(shù)大于0.99，系統(tǒng)響應(yīng)快，調(diào)壓范圍大及通用性較強(qiáng)。其缺點(diǎn)為電路復(fù)雜，成本高，體積大，功率密度低。單級APFC變換器，其框架圖如圖1-3所示，同兩級APFC方案比較，其只有一個開關(guān)管和控制系統(tǒng)，可同時實(shí)現(xiàn)輸入電流整形和電壓輸出的快速調(diào)節(jié)?？刂齐娐分回?fù)責(zé)對輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。該變換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)下時，在半個交流周期中占空比基本不變。如此，Boost電感可自動實(shí)現(xiàn)電流整形。圖1-3 單級APFC 方案圖1-3中，儲能電容CB用來平衡AP

24、FC級和DC/DC級之間瞬間不相等的能量。總體而言，單級APFC方案優(yōu)于PPFC，但是不如兩級APFC方案。無源功率因數(shù)和有源功率因數(shù)有著不同的優(yōu)勢，本文主要針對有源功率因數(shù)校正技術(shù)中單相單級功率因數(shù)校正電路進(jìn)行論述。 1.4論文主要安排 本文對單相單級功率因數(shù)校正電路進(jìn)行研究，通過對主電路拓?fù)浼翱刂品椒ǖ姆治雠c比較，從中選擇一種比較實(shí)用的主電路拓?fù)浜涂刂品椒?，設(shè)計(jì)了一個單相單級Boost功率因數(shù)校正電路。本文研究的主要內(nèi)容如下： 1、首先介紹了本課題的研究背景及意義，概述了PFC技術(shù)的含義及大致分類。2、簡述APFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及對單相單級APFC電路進(jìn)行分析；并對PPFC 電路、兩級APF

25、C電路和單級APFC電路的性能進(jìn)行簡單比較，總結(jié)各電路的特點(diǎn)及其所應(yīng)用的場合；3、研究有源功率因數(shù)控制原理及方案，并介紹相關(guān)控制芯片UC3854；4、提出單級Boost功率因數(shù)校正電路的總體設(shè)計(jì)方案。并利用Matlab/Simulink對電路進(jìn)行仿真，并給出仿真波形。第2章 APFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)2.1 簡述APFC典型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及比較8有源功率因數(shù)校正電路的基本電路結(jié)構(gòu)由兩部分組成，即主電路和控制電路。從原理上說，任何一種DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都可以作為PFC方案的主電路。常見的用于功率因數(shù)校正的基本電路有：Buck(降壓型)、Boost(升壓型)、Buck-Boost(升降壓型)、Cuk

26、、Sepic、Zeta等變換器。其中Boost變換器以其獨(dú)特的優(yōu)勢在實(shí)際中應(yīng)用最為廣泛。從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上來說，Buck和Boost兩種變換器最為基本，而其它的變換器結(jié)構(gòu)基本上都是由這兩種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)演變而來的。則下面就Buck、Boost、Buck-Boost這三種基本的主電路拓?fù)涞奶攸c(diǎn)進(jìn)行簡要地闡述。1、Buck（降壓型）：基于Buck電路的PFC變換器，其無論工作在電流連續(xù)模式（CCM）或電流斷續(xù)模式電源（DCM），在每個開關(guān)周期內(nèi)，其輸入電流都是斷續(xù)的。同時，由于該電路只能實(shí)現(xiàn)降壓功能，其輸入電源電壓在過零附近，開關(guān)管將關(guān)斷，輸入電流為零，因此限制了其功能而使之不能取得較高的功率因數(shù)。其一

27、方面限制了變換器的轉(zhuǎn)換功率，另一方面也使輸入電流的紋波較大，在一定程度上增加了對濾波電路的要求。圖2-1 基于Buck電路的PFC電路由于Buck電路如圖2-1在構(gòu)成PFC和作用DC/DC變換器是存在以下兩點(diǎn)不同，即輸入電壓為非穩(wěn)定的直流電壓，其輸出輸入電壓比不是一個定值，因此構(gòu)成功率因數(shù)校正電路的變換器的電路相對更加復(fù)雜。但是，其也存在著輸出電壓較低，且在低輸出電壓（3.3V-1.8V等）兩級式變換的場合下可以減小后級變換器的電壓比等優(yōu)點(diǎn)。2、Boost（升壓型）：Boost變換器如圖2-2，其作為PFC主電路時，由于其只能實(shí)現(xiàn)升壓變換，也就指其只能在輸出電壓高于輸入電壓時其才能正常工作，如

28、此則可以基本保證整個電路工作在一個平衡的穩(wěn)定狀態(tài)之下。其交流輸入電流始終和電感電流相等，因此輸入電源電流可以處于連續(xù)狀態(tài)，這一點(diǎn)在實(shí)現(xiàn)大功率的DC/DC變換和PFC功能時，具有獨(dú)特的優(yōu)勢。同時，由于其濾波電感串聯(lián)在輸入端，其輸入電流可以處于連續(xù)狀態(tài)，因此輸入電流的高頻紋波相對較小，降低了對濾波電路的要求；其在整個輸入電壓的范圍內(nèi)可以保持一個較高的輸入功率因數(shù)。由于功率開關(guān)管的源極(或雙極晶體管的射極)電位始終為零(處于低電位)，因此對功率管的控制很容易。因此，Boost電路俱有著結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉、工作可靠度高的優(yōu)點(diǎn)。但其也存在著一定的缺點(diǎn)，如其控制電路相對比較復(fù)雜。圖2-2 基于boost電

29、路的PFC變換器3、Buck-Boost（升降壓型）：Buck-Boost（升降壓型）變換器，如圖2-3所示，其作為PFC主電路時既可以實(shí)現(xiàn)升壓變換又可以實(shí)現(xiàn)降壓變換，同時也可以實(shí)現(xiàn)對輸入電流和負(fù)載電流的限制，實(shí)現(xiàn)輸入輸出隔離。因此在其的應(yīng)用中克服了單一的Buck或Boost變換器作為PFC主電路時只能降壓或升壓輸出的缺點(diǎn)，因此而言，其在某些應(yīng)用場合顯得更為靈活。Buck-Boost PFC變換器的優(yōu)點(diǎn)是其輸入功率因數(shù)高，并且與輸入輸出電壓無關(guān)，輸出電壓的設(shè)計(jì)相對靈活，便于后級變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。而其缺點(diǎn)是由于開關(guān)管串聯(lián)在輸出端，無論電感電流工作在電流連續(xù)模式（CCM）還是工作在電流斷續(xù)模式（D

30、CM），在一個開關(guān)周期內(nèi)，其輸入電流總是斷續(xù)的，其輸入電流性質(zhì)和Buck型PFC相似，含有較高的高頻分量，在一定程度上增加了對濾波電路的要求。同時，輸出電壓相對于整流后的電壓反向，開關(guān)管的電壓應(yīng)力相對而言會較高。圖2-3 基于Buck-Boost電路的Boost變換器通過對上述三種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所構(gòu)成的PFC電路的簡要分析與對比，可以得出如下結(jié)論：Buck變換器適用于輸出電壓較低，且輸入功率因數(shù)不高的場合；Buck-Boost變換器的理論輸入功率因數(shù)很高，但是由于其輸入電流是斷續(xù)的，因此其適用于低輸入輸出電壓，低功率的場合；Boost變換器則適用于輸入電壓的范圍較寬，輸入功率因數(shù)要求高的場合。

31、由上述分析明顯可知，Boost型功率因數(shù)校正電路非常適用于實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，而被廣泛應(yīng)用。2.2 典型單相單級PFC電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)介紹7PFC+DC/DC的組合方式的基本的工作原理就是控制電路對輸出電壓進(jìn)行采樣分析，然后通過脈寬調(diào)制（PWM）的方式產(chǎn)生輸出信號，并以此調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比，將整流器的輸入電流校正成為與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，籍此消除諧波和無功功率，從而提高電網(wǎng)的功率因數(shù)到近似值為 1。同時控制回路通過開關(guān)管的占空比的調(diào)節(jié)來實(shí)現(xiàn)輸出電壓的控制和穩(wěn)定。（1）PFC(Boost)+DC/DC（反激或正激等）組合的電路，如圖2-4所示。圖2-4 PFC（Boost）+DC/DC該變換

32、器中只使用一個開關(guān)管進(jìn)行控制。輸入電流只決定于為了穩(wěn)定輸出電壓的PWM控制，輸入電流工作在電流不連續(xù)方式(DCM)之下。電流不連續(xù)模式狀態(tài)下的Boost變換器在固定的占空比之下的電流會自動地跟隨輸入電壓，可以得到較高的功率因數(shù)。但這個電路拓?fù)涞男氏鄬^低。圖2-5 DCM方式的特點(diǎn)該組合電路工作方式的功率因數(shù)校正用L與開關(guān)或開關(guān)動作直接相連的，如圖2-5所示。這種方式下的電路輸入電流是處于不連續(xù)導(dǎo)電模式下的，輸入電流波形為正弦波。但輸入和輸出電流峰值較高，這增加了器件的電流應(yīng)力、輸入EMI濾波體積較大，因此只適合于小功率方面的應(yīng)用。同時為了提高變換器的效率，DC/DC部分一般采用在電流連續(xù)模

33、式下工作，當(dāng)負(fù)載變輕時，輸出功率變小，占空比不隨負(fù)載變化而變化。這樣充入儲能電容的能量大于從儲能電容取走的能量，導(dǎo)致儲能電容電壓上升。為了保持輸出電壓一致，電壓反饋環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓，使占空比減少，從而相應(yīng)地減少輸入能量。這個動態(tài)調(diào)節(jié)過程要到輸入和輸出功率平衡后才能停止，負(fù)載減少的后果是明顯地增加了電容電壓。在高壓輕載時，其值可高達(dá)上千伏。降低電容電壓通常有以下兩種方法，一種方法是采用變頻控制?？梢允闺娙蓦妷旱陀?50V。但是頻率變化范圍可能高達(dá)十倍，這不利于磁性元件的優(yōu)化設(shè)計(jì)。第二種就是采用變壓器繞組以實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋。如果PFC和DC/DC級都工作在DCM模式下，那么當(dāng)輸出功率減少時，占空比也會減少

34、，同時輸入功率也減少。（2）PFC(CCM)+DC/DC(DCM、CCM）組合方式。這類組合方式，提出較早的是充電泵式結(jié)構(gòu)，如圖2-6所示。其只加了一個容量較小的電容Cr以實(shí)現(xiàn)CCM下的功率因數(shù)校正。在開關(guān)管VF導(dǎo)通時，電感L通過Cr諧振充電，電感電流上升，當(dāng)Cr上電壓上升到儲能電容的電壓時，電感L電流通過VD1給儲能電容充電，電感電流下降；當(dāng)VF關(guān)斷時，電感電流繼續(xù)通過VD1下降，同時變壓器初級勵磁電感同Cr諧振去磁。當(dāng)流過VD1的正向電感電流等于負(fù)向的去磁電流時，VD1截止，L的電流通過Cr、變壓器初級勵磁電感到儲能電容Cb，L電流上升，直到下一個周期。流過電感電流的導(dǎo)通角擴(kuò)大，從而使功率

35、因數(shù)得到提高。此電路結(jié)構(gòu)簡單，但變壓器去磁時，Cr的反向電壓較高，這會增加開關(guān)管的電壓應(yīng)力。圖2-6 充電泵式結(jié)構(gòu)圖2-7所示電路是用輔助電感Lr來代替Cr（也有Lr與變壓器Tr結(jié)合的電路方式）。追加電感Lr后，使升壓型變換器的工作狀態(tài)變成CCM狀態(tài)，可以降低儲能電容的電壓應(yīng)力，提高變換器的效率。在VF導(dǎo)通時，由于電感Lr的存在，Lr的電流必須從零開始增長，Boost電感L 電流無法從AB支路轉(zhuǎn)到AC支路，實(shí)際上降低了PFC級的有效占空比。輸入電壓低時，L電流小，有效占空比大，反之亦然，由于占空比隨輸人電壓變化，從而使輸人電流跟隨輸人電壓變化，以此提高功率因數(shù)。由于電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)，UB

36、不受負(fù)載影響。圖2-7 輔助電感方式這種組合方式電路的共同點(diǎn)是：電感L充電勵磁不是直接與開關(guān)管VF相連，而是通過電容，電感及高頻變壓器的結(jié)合間接受開關(guān)動作的影響，如圖2-8所示。這類組合的單級方式PFC變換器存在實(shí)現(xiàn)寬輸入電壓范圍的可能性，儲能電容Cb兩端的電壓可以控制在450V以下，如此則可以使用耐壓450V的通用電容以降低成本。同時輸入EMI、元件的電壓電流應(yīng)力也可以得到緩解。圖2-8 CCM方式的特點(diǎn)2.3 單級APFC與兩級APFC和PPFC方案的簡單比較7 8設(shè)計(jì)一個PFC電路需要考慮多種方面的因素。通過前面的介紹，可對單級APFC與兩級APFC和PPFC這三個方案在總諧波含量（TH

37、D）、功率因數(shù)（PF）、效率、體積、重量、儲能電容電壓、控制電路、器件數(shù)量和設(shè)計(jì)難度上進(jìn)行一個簡單的比較、分析。表2-1 PFC方案之性能比較PPFC方案兩級APFC方案單級APFC方案總諧波含量（THD）高低中功率因數(shù)（PF）低高中效率高稍低稍低體積中較大小重量重輕輕儲能電容電壓變化恒定變化控制電路簡單復(fù)雜簡單器件數(shù)量很少多中等設(shè)計(jì)難度簡單中等復(fù)雜由表2-1可知，單級APFC方案、兩級APFC方案和PPFC方案分別適用于不同的要求的應(yīng)用場合。其中，PPFC方案適用于要求成本低、對體積的要求沒有太大的限制的小功率的應(yīng)用場合；兩級APFC方案則適用于對性能的要求高，而對價格并不敏感的中大功率的應(yīng)

38、用場合；單級APFC方案則可以視之為前述兩種方案的折中方案，其要求體積小、結(jié)構(gòu)簡單，性能相對較好，其特別適合于在現(xiàn)有的電源產(chǎn)品中做些小改動即可滿足于相應(yīng)的諧波限制標(biāo)準(zhǔn)的應(yīng)用場合。第3章 APFC控制方案3.1 CCM控制策略介紹CCM模式下的電流控制是目前應(yīng)用較多的一類控制方式。它是將輸入電壓信號與輸出電壓的誤差信號相乘后作為電流控制器的電流給定信號，電流控制器控制輸入電流按給定信號變化。CCM模式根據(jù)反饋哪個電流，由此產(chǎn)生了三種常用的控制方法：峰值電流控制(PCMC)、滯環(huán)電流控制(HCC)和平均電流控制(ACMC)。3.1.1 峰值電流控制峰值電流控制（PCMC)法是通過控制電感電流iL的

39、峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓Ud波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。其可分為定頻峰值電流控制和變頻峰值電流控制兩種方式。定頻峰值電流控制的PFC電路原理圖如圖3-1所示。流過開關(guān)管的電流iS被直接檢測，所得信號被送入電流比較器。以整流輸出電壓Ud的檢測信號和輸出電壓誤差放大信號的乘積作為基準(zhǔn)電流信號。兩輸入信號經(jīng)電流比較器之后，為開關(guān)管S提供PWM驅(qū)動信號。當(dāng)電感電流iL達(dá)到電流基準(zhǔn)之前，開關(guān)管S一直處于導(dǎo)通狀態(tài)；一旦電感電流iL達(dá)到電流基準(zhǔn)，比較器便輸出關(guān)斷信號，使開關(guān)S截止。從而控制電感電流iL的峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓的全波整流Ud波形，實(shí)現(xiàn)輸入電流與輸入電壓同相位。圖3-1 定頻峰值

40、電流控制的PFC電路變頻峰值控制方式與定頻控制不同的是，基準(zhǔn)電流信號只由輸入電壓Ud或輸出電壓Uo的取樣值提供。這種控制技術(shù)存在開關(guān)頻率受負(fù)載影響較大，輸出濾波器優(yōu)化設(shè)計(jì)困難的缺點(diǎn)。峰值電流控制時電感電流iL波形如圖3-2所示。圖3-2 峰值電流控制時電感電流iL波形虛線為各個開關(guān)周期內(nèi)電感電流峰值的包絡(luò)線。從波形圖可看出，當(dāng)交流電網(wǎng)電壓從零上升到峰值電壓時，占空比也由最大值變至最小值，因此有可能產(chǎn)生次諧波振蕩。為克服這一缺點(diǎn)，必須在比較器的輸入端增加一個斜率補(bǔ)償（或稱斜坡補(bǔ)償）函數(shù)，以便在占空比廣泛變化內(nèi)，電路能穩(wěn)定工作。峰值電流控制實(shí)現(xiàn)較為容易，相關(guān)的控制IC有ML4812、ML4819等

41、。由于峰值電流控制存在如下缺點(diǎn)：電流峰值和平均值之間存在誤差，無法滿足THD很小的要求；電流峰值對噪聲相當(dāng)敏感；占空比大于0.5時系統(tǒng)產(chǎn)生次諧波振蕩；需要在比較器輸入端加斜坡補(bǔ)償。在APFC中，這種方法趨于被淘汰。3.1.2 滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制(HCC)對于Boost電路而言是最簡單的電流控制方式。滯環(huán)控制中沒有外加的調(diào)制信號，電流反饋控制和調(diào)制集于一體，可以獲得很寬的電流頻帶寬度。其與峰值控制的差別只在于前者檢測的電流是電感電流，且在控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。滯環(huán)電流控制的PFC電路原理圖如圖3-3所示。圖3-3 滯環(huán)電流控制的PFC電路原理圖滯環(huán)邏輯控制器內(nèi)部有一個由比較器構(gòu)

42、成的電流滯環(huán)帶，所檢測的輸入電壓經(jīng)分壓后產(chǎn)生兩個基準(zhǔn)電流：上限和下限值。當(dāng)電感電流iL達(dá)到上限時，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流下降；當(dāng)電感電流iL達(dá)到基準(zhǔn)下限時，開關(guān)管導(dǎo)通，電感電流上升。用電流滯環(huán)法控制的電感電流波形如圖3-4所示。圖3-4 電流滯環(huán)法控制的電感電流波形圖中實(shí)線為電感電流iL，在上限imax和下限imin兩條虛線之間變化。中間一條虛線為電流平均值。電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波大小，可以是固定值，也可以與瞬時平均電流成比例。滯環(huán)電流控制的特點(diǎn)：控制簡單、電流動態(tài)響應(yīng)快、具有內(nèi)在的電流限制能力；開關(guān)頻率在一個工頻周期中不恒定，引起EMI的問題和電流過零點(diǎn)的死區(qū)；負(fù)載對開關(guān)頻率影響很大，濾波

43、器只能按最低頻率設(shè)計(jì)，因此不可能得到體積和重量最小的設(shè)計(jì)；滯環(huán)寬度對開關(guān)頻率和系統(tǒng)性能影響大，需要合理選取?？刂艻C有CS3810等。3.1.3 平均電流控制平均電流控制(ACMC)法是目前PFC中應(yīng)用最多的一種控制方法。它是通過控制電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位來實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。用平均電流控制的Boost PFC電路原理圖如圖3-5所示?；鶞?zhǔn)電流信號Iref與峰值電流控制法相同，輸入電流（電感電流）信號被直接檢測，它與基準(zhǔn)電流信號比較后，其高頻分量的變化，通過電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波信號進(jìn)行比較后，為主開關(guān)管S提供PWM驅(qū)動信號，并決定了驅(qū)動信號其應(yīng)有

44、的占空比，使電感電流逼近電感平均電流。圖3-5 平均電流控制的Boost PFC電路在平均電流控制技術(shù)的APFC電路中，采用了電流控制環(huán)和電壓控制環(huán)，其中電流控制環(huán)使輸入電流更接近正弦波，電壓控制環(huán)使輸出電壓保持穩(wěn)定。例如當(dāng)電感電流iL上升時，PWM比較器的輸出占空比下降，從而減小電感電流；反之則加大電感電流。當(dāng)輸出電壓練減小時，電壓誤差比較器的輸出將增大，導(dǎo)致乘法器輸出的基準(zhǔn)電流增大，使電感電流iL提高，從而使輸出電壓上升；反之電感電流減小，使輸出電壓降低。平均電流控制時電感電流波形圖如圖3-6所示。圖3-6 平均電流控制時電感電流波形平均電流控制中的電流環(huán)有較高的增益帶寬，它使跟蹤誤差產(chǎn)生

45、的畸變很小，容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。同時對噪聲不敏感、穩(wěn)定性高，得到了廣泛的應(yīng)用。以平均電流控制原理設(shè)計(jì)的集成控制器有UC3854，在單相Boost型電路得到了普遍應(yīng)用。其他平均電流型控制IC有TK83854、ML821等。3.2 DCM控制策略DCM控制的方法又稱為電壓跟蹤法，是APFC控制中一種簡單而又實(shí)用的方法，應(yīng)用較為廣泛。它不需檢測輸入電壓和電流，開關(guān)管就可以按照一定的占空比使輸入電流按正弦規(guī)律變化?；倦妷焊S器型PFC電路可用圖3-7所示的Boost PFC變換器來說明。圖3-7 基于Boost 的電壓變換器型PFC電路通過選取電感值較小的輸入電感，即可控制電感電流在每一個開

46、關(guān)周期都能降到零，實(shí)現(xiàn)DCM。DCM控制可使輸入電流自動跟蹤電壓并且保持較小的電流畸變率；功率管可實(shí)現(xiàn)零電流開通(ZCS)，且不承受二極管的反向恢復(fù)電流，同時不需要連續(xù)導(dǎo)通模式那樣復(fù)雜的控制回路，使用通常的PWM控制就可實(shí)現(xiàn)。由于不連續(xù)導(dǎo)通模式的控制電路簡單，成本低，因此非常適合在數(shù)百瓦的小功率領(lǐng)域應(yīng)用；應(yīng)用于數(shù)千瓦的大功率電力電子裝置時，輸入EMI和半導(dǎo)體器件的電流應(yīng)力較大。DCM控制方式可分為恒頻控制和變頻控制兩種。恒頻控制的開關(guān)周期是恒定的，當(dāng)輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時，電壓環(huán)將保證占空比也恒定，使輸入電流的峰值與輸入電壓成正比，因此，輸入電流波形自動跟隨輸入電壓波形，從而實(shí)現(xiàn)功率

47、因數(shù)校正的目的。如圖3-7所示電感電流在一個開關(guān)周期的平均值為IL=UdTon(Ton+TVDon)2LTS （3-1）式中，為Ton開關(guān)管導(dǎo)通時間；TVDon為二極管VD的續(xù)流時間；Ts為開關(guān)周期。若式(3-1)中二極管VD的續(xù)流時間恒定，DC/DC變換器輸入側(cè)可等效為阻性負(fù)載，整流器交流側(cè)電壓電流同相位。但實(shí)際上電感下降時間（即二極管導(dǎo)通時間TVDon)在半個工頻周期中并不恒定，導(dǎo)致輸入平均電流iL有一定程度上的畸變。此控制方式的主要優(yōu)點(diǎn)是控制電路簡單，缺點(diǎn)是輸入功率因數(shù)的理想值不能達(dá)到1，輸出電壓與輸入電壓峰值的比值越大，輸入電流畸變程度越小。該控制方式下的電流THD可控制在10以內(nèi)。若

48、式(3-1)中TS=Ton+TVDon，則輸入平均電流即電感電流IL=UdTon2L只與開關(guān)管的導(dǎo)通時間Ton有關(guān)，保持Ton恒定，輸入電流理論上無畸變，這就是變頻控制的原理。其占空比與開關(guān)周期均不恒定，但是當(dāng)輸出功率與輸入電壓的有效值恒定時，開關(guān)管的導(dǎo)通時間是恒定的。變頻控制方式下電流工作于臨界DCM狀態(tài)，集成控制UC3852可實(shí)現(xiàn)上述功能。變頻控制方式的輸入功率因數(shù)理論上能到1，但開關(guān)頻率不恒定，使得輸入電流的高頻紋波成分十分豐富，增加了EMI濾波的難度。總體來說，DCM控制方式的電路控制簡單，現(xiàn)有的開關(guān)電源PWM控制用集成電路均可作為電壓跟器型PFC電路的控制器。而且，變換器工作在不連續(xù)

49、導(dǎo)電模式下，避免了Boost變換器中因輸出二極管反向恢復(fù)電流而帶來的問題。電壓跟隨器型PFC技術(shù)的主要缺點(diǎn)是：其輸入電流波形為脈動三角波，因此需要在其前端增加一個小容量的濾波電容以濾除高頻紋波。實(shí)際上，一個LC低通濾波器會獲得更為理想的濾波效果，這在一定程度上增加了電路的復(fù)雜性，而且峰值電流遠(yuǎn)大于平均電流，使得功率器件承受的電流應(yīng)力偏大。3.3 UC3854相關(guān)介紹通過上兩節(jié)對APFC常規(guī)控制方法的分析與比較可知，因?yàn)槠骄娏餍涂刂埔蚱渚哂蠺HD和EMI小、對噪聲不敏感以及開關(guān)頻率固定等優(yōu)點(diǎn)，在目前的PFC中應(yīng)用最多。所以從實(shí)用性角度考慮，本設(shè)計(jì)同樣采用平均電流型控制方式?？刂菩酒瑒t選用成本較

50、低、校正效果明顯的UC3854控制器。UC3854是一種專門用于功率因數(shù)校正的控制器。它包含了平均電流型控制所需的全部功能。其具有控制升壓PWM變換器的輸入端，使得功率因數(shù)可以達(dá)到0.99，限制電網(wǎng)電流使失真小于5%，采用平均電流型控制，電流放大器的頻帶較寬等特點(diǎn)。它內(nèi)部包含有電壓誤差放大器、模擬乘法器/除法器、電流誤差放大器、恒頻脈寬調(diào)制器(CPWM)等。另外，還包含柵極驅(qū)動器、7.5V基準(zhǔn)電壓、低電源檢測器、過流比較器。采用UC3854組成的功率因數(shù)校正電路后，當(dāng)輸入電壓在85260V之間變化時，輸出電壓還可保持穩(wěn)定，因此也可作為AC/DC穩(wěn)壓電源。UC3854采用推拉輸出級，輸出電流可達(dá)

51、1A以上，因此輸出的固定頻率PWM脈沖可驅(qū)動大功率MOSFFT。UC3854的內(nèi)部功能框圖如圖3-8所示8。圖3-8 UC3854的內(nèi)部功能框圖3.3.1 UC3854的基本組成UC3854內(nèi)部框如圖3-8所示，它由以下幾部分組成：欠壓封鎖比較器(UVLC)：電源電壓VCC高于16V時，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始振蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當(dāng)電源電壓VCC高于10V時，基準(zhǔn)電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被封鎖。使能比較器(EC)：使能腳(10腳)輸入電壓高于2.5V時，輸出級輸出驅(qū)動脈沖,使能腳輸入電壓低于2.25V時，輸出級關(guān)斷。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個比較器都輸出高電平時，

52、基準(zhǔn)電壓才能建立，器件才輸出脈沖。電壓誤差放大器(VEA)：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，與7.5V基準(zhǔn)電壓比較，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端(A)。乘法器(MUL)：乘法器輸入信號除了誤差電壓外，還有與己整流交流電壓成正比的電流IAC(端)和前饋電壓VRMS。電流誤差放大器(CEA)：乘法器輸出的基準(zhǔn)電流IMO在RMO兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。電阻RS兩端壓降與兩端電壓相減后的電流取樣信號，加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。振蕩器（OSC）：振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容

53、CT和電阻RSET決定，只有建立基準(zhǔn)電壓后，振蕩器才開始振蕩。PWM比較器(PWM COMP)：電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。觸發(fā)器(FLIP FLOP)：振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R、S端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后驅(qū)動外接的功率MOSFET?；鶞?zhǔn)電源(REF)：該基準(zhǔn)電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當(dāng)這兩個比較器都輸出高電平時，9腳可輸出7.5V基準(zhǔn)電壓。峰值電流限制比較器(LMT)：電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。軟起動電

54、路(SS)：基準(zhǔn)電壓建立后，14A電流源對SS腳外接電容CSS充電，剛開始充電時，SS腳電壓為零，接在SS腳內(nèi)的隔離二極管導(dǎo)通，電壓誤差放大器的基準(zhǔn)電壓為零。UC3854無輸出脈沖。CSS充足電后，隔離二極管關(guān)斷，軟起動電容與電壓誤差放大器隔離，軟起動過程結(jié)束，UC3854正常輸出脈沖，發(fā)生欠壓封鎖或使能關(guān)斷時，與門輸出信號除了關(guān)斷輸出外.還使并聯(lián)在CSS兩端的內(nèi)部晶體管導(dǎo)通，從而使CSS放電，以保證下次起動時，CSS從零開始充電。3.3.2 引腳及功能UC3854有多種封裝形式常用是DIL-16封裝。這種封裝的管腳排列如圖3-9所示圖3-9 UC3854引腳排列GND(1腳)接地腳：所有電壓的測試基準(zhǔn)點(diǎn)。振蕩器定時電容的放電電流也山該腳返回。因此定時電容到該腳的距離應(yīng)盡可能短。PKLMT(2腳)峰值限流：峰值限流門限值為0V。該腳應(yīng)接入電流取樣電阻的負(fù)電壓。為了使電流取樣電壓上升到地電位，該腳與基準(zhǔn)電壓腳(REF)之間應(yīng)接入一只電阻。CA Out(3腳)電流放大器輸出：該腳是寬帶運(yùn)放的輸出端，該放大器檢測并放大電網(wǎng)輸入電流，控制脈寬調(diào)制器，強(qiáng)制