采用倍流整流電路的半橋變換器研究

1、本科畢業(yè)設(shè)計（論文）采用倍流整流電路的半橋 變換器研究苑夢雄燕 山 大 學(xué)2013年6月 本科畢業(yè)設(shè)計（論文）采用倍流整流電路的半橋 變換器研究學(xué)院（系）：電氣工程學(xué)院_ 專 業(yè)：09級應(yīng)用電子_ 學(xué)生 姓名：苑夢雄_ 學(xué) 號：090103030092_ 指導(dǎo) 教師：吳俊娟_ 答辯 日期：2013年6月24日_ 燕山大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(論文)任務(wù)書學(xué)院：電氣工程學(xué)院 系級教學(xué)單位：電氣工程及自動化系學(xué)號090103030092學(xué)生姓名苑夢雄專 業(yè)班 級09應(yīng)電2班題目題目名稱采用倍流整流電路的半橋變換器研究題目性質(zhì)1.理工類：工程設(shè)計 （ ）；工程技術(shù)實驗研究型（ ）；理論研究型（ ）；計算機軟件型

2、（ ）；綜合型（ ）。2.文管類（ ）；3.外語類（ ）；4.藝術(shù)類（ ）。題目類型1.畢業(yè)設(shè)計（ ） 2.論文（ ）題目來源科研課題（ ） 生產(chǎn)實際（ ）自選題目（ ） 主要內(nèi)容1 查詢倍流整流電路的技術(shù)資料，閱讀消化理解工作原理。2 將倍流整流與其它副邊整流電路進(jìn)行比較。3 設(shè)計一臺原邊為半橋拓?fù)?，副邊為倍流整流，輸?8V直流，輸出5V直流的直流變換器，分析不同模式的工作，設(shè)計控制電路，并建立數(shù)學(xué)模型。4 給出全部設(shè)計參數(shù)和圖紙?；疽蟀措姎夤こ虒W(xué)院本科生學(xué)位論文撰寫規(guī)范的要求完成設(shè)計說明書一份（不少于2.4萬字），A0圖紙。說明書及插圖一律打印，要求條理清晰、文筆流暢、圖形及文字符號

3、符合國家現(xiàn)行標(biāo)準(zhǔn)。3按學(xué)院指定的地點進(jìn)行設(shè)計，嚴(yán)格按照進(jìn)度計劃完成畢業(yè)設(shè)計任務(wù)。參考資料1VRM相關(guān)資料2倍流整流電路有關(guān)文獻(xiàn)3半橋變換器設(shè)計相關(guān)文獻(xiàn)周 次14周58周911周1215周1617周應(yīng)完成的內(nèi)容查閱并消化理解資料，找出主要問題，確定主電路拓?fù)淞私夤ぷ髟?，設(shè)計、計算電路有關(guān)參數(shù)。利用仿真軟件進(jìn)行電路的仿真。給出全部工程圖紙和元器件表。撰寫論文畫圖、準(zhǔn)備答辯指導(dǎo)教師：吳俊娟職稱： 講師 2012年 12 月 12 日系級教學(xué)單位審批： 年 月 日摘要隨著信息技術(shù)的迅速發(fā)展，中小功率變換器在計算機、通信和其它工業(yè)領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用為滿足應(yīng)用場合對數(shù)據(jù)處理更快速、更有效的要求，對變

4、換器的要求也不斷提高，使得變換器向著更低的輸出電壓、更高的輸出電流、更高的效率，更快的動態(tài)響應(yīng)以及更高的可靠性等方向發(fā)展。本文首先介紹了VRM的發(fā)展歷程，研究現(xiàn)狀和面臨的挑戰(zhàn)，并結(jié)合設(shè)計的關(guān)鍵性問題，研究了一種符合設(shè)計指標(biāo)的倍流整流半橋變換器。通過對倍流整流電路與其他副邊整流電路的比較，得出倍流整流電路特別適合隔離型低壓、大電流輸出的DCDC變換器的結(jié)論，并對倍流整流電路與原邊半橋拓?fù)浣Y(jié)合后的控制方法進(jìn)行了比較。分析了半橋倍流整流電路的工作原理，分析了個工作模式下的穩(wěn)態(tài)特性。并建立了具有倍流整流電路的半橋變換器的等效受控源模型，進(jìn)而得出其小信號模型。為閉環(huán)系統(tǒng)的搭建奠定基礎(chǔ)。最后，在理論的基礎(chǔ)

5、上，使用MATLAB軟件對設(shè)計的變換器進(jìn)行仿真。關(guān)鍵詞電壓調(diào)節(jié)模塊 倍流整流電路 半橋變換器 AbstractWith the rapid development of information technology, small or medium-sized power converters have been widely used in computers，communication applications and other kinds of industry fieldsIn order to satisfy the need of a faster and more effici

6、ent data processing in such fields，the power converters are needed to be equipped with the qualities of lower output voltage，higher output current, higher efficiency ,faster dynamic response and higher reliability .In this paper the developing process, research situation and challenges of VRM are fi

7、rst introduced, then connected with the key issues of the design, a half bridge converter with currentdoubler rectifier(HB-CDR) that satisfies the design indexes is studied. Compared with other kinds of vice-side rectifiers, a conclusion is drew that HB-CDR is especially suitable for a isolated low

8、voltage and high current output DC/DC converter, and a control strategy that combines HB-CDR with the half -bridge topology of original side is compared. Then the working principle of the HB-CDR and the steady state characteristic of every work mode are analyzed. A controlled source model for the ha

9、lf bridge converter with HB-CDR is built, so is its small-signal model, which lays the foundation of the closed-loop system.Finally, a MATLAB simulation based on the theory is completed for the converter.Keywords voltage regulator module、 currentdoubler rectifier、a half bridge converter目 錄 TOC o 1-3

10、 h z u 摘要 PAGEREF _Toc359091615 h IAbstract PAGEREF _Toc359091616 h II目 錄 PAGEREF _Toc359091617 h III第1章 緒論 PAGEREF _Toc359091618 h 11.1 引言 PAGEREF _Toc359091619 h 11.2 VRM研究現(xiàn)狀與設(shè)計難點 PAGEREF _Toc359091620 h 21.2.1 VRM發(fā)展的歷史回顧 PAGEREF _Toc359091621 h 21.2.2 VRM研究現(xiàn)狀及應(yīng)用前景 PAGEREF _Toc359091622 h 21.2.3 V

11、RM的設(shè)計難點及解決措施 PAGEREF _Toc359091623 h 31.3 VRM典型拓?fù)溲芯?PAGEREF _Toc359091624 h 41.3.1 非隔離式VRM電路 PAGEREF _Toc359091625 h 41.3.2 隔離式VRM電路 PAGEREF _Toc359091626 h 71.4 VRM控制方式 PAGEREF _Toc359091627 h 101.5 VRM涉及的相關(guān)技術(shù) PAGEREF _Toc359091628 h 111.6 本論文主要研究內(nèi)容 PAGEREF _Toc359091629 h 12第2章 倍流整流電路工作過程分析 PAGERE

12、F _Toc359091630 h 132.1 引言 PAGEREF _Toc359091631 h 132.2 倍流整流電路的工作原理分析 PAGEREF _Toc359091632 h 132.3 倍流整流與全波電路、半波整流電路的比較 PAGEREF _Toc359091633 h 162.3.1 整流管導(dǎo)通損耗的比較 PAGEREF _Toc359091634 h 172.3.2 磁性元件的比較 PAGEREF _Toc359091635 h 182. 4 倍流整流電路的優(yōu)缺點分析 PAGEREF _Toc359091636 h 202.1.1 倍流整流電路的優(yōu)點 PAGEREF _T

13、oc359091637 h 202.4.2倍流整流電路的缺點 PAGEREF _Toc359091638 h 212. 5 本章小結(jié) PAGEREF _Toc359091639 h 21第3章 半橋倍流整流變換器原理分析 PAGEREF _Toc359091640 h 223.1 引言 PAGEREF _Toc359091641 h 223.2半橋倍流整流變換器的基本工作原理 PAGEREF _Toc359091642 h 223.3 本章小結(jié) PAGEREF _Toc359091643 h 25第4章 半橋倍流整流變換器電路設(shè)計 PAGEREF _Toc359091644 h 264.1 變

14、換器設(shè)計 PAGEREF _Toc359091645 h 264.1.1變壓器設(shè)計 PAGEREF _Toc359091646 h 264.2.2橋臂電容設(shè)計 PAGEREF _Toc359091647 h 284.2.3輸出電感值設(shè)計 PAGEREF _Toc359091648 h 284.2.4輸出濾波電容設(shè)計 PAGEREF _Toc359091649 h 294.3 控制電路設(shè)計 PAGEREF _Toc359091650 h 304.4 驅(qū)動電路設(shè)計 PAGEREF _Toc359091651 h 324.4 本章小結(jié) PAGEREF _Toc359091652 h 33第5章 半橋

15、倍流整流變換器小信號建模 PAGEREF _Toc359091653 h 345.1引言 PAGEREF _Toc359091654 h 345.2等效受控源平均法 PAGEREF _Toc359091655 h 355.3半橋倍流整流變換器小信號模型 PAGEREF _Toc359091656 h 365.4 本章小結(jié) PAGEREF _Toc359091657 h 39第6章 系統(tǒng)仿真結(jié)果 PAGEREF _Toc359091658 h 406.1 開環(huán)系統(tǒng)仿真 PAGEREF _Toc359091659 h 406.2 閉環(huán)系統(tǒng)仿真 PAGEREF _Toc359091660 h 416

16、.3 本章小結(jié) PAGEREF _Toc359091661 h 44結(jié)論 PAGEREF _Toc359091662 h 45參考文獻(xiàn) PAGEREF _Toc359091663 h 46致謝 PAGEREF _Toc359091664 h 48附錄1 PAGEREF _Toc359091665 h 49附錄2 PAGEREF _Toc359091666 h 55附錄3 PAGEREF _Toc359091667 h 60附錄4 PAGEREF _Toc359091668 h 66附錄5 PAGEREF _Toc359091669 h 76第1章 緒論1.1 引言電力電子技術(shù)誕生至今已近5O年

17、，它對人類的文明起到了巨大推動作用，如今它已無領(lǐng)域不在，無行業(yè)不用，以至于離開電力電子技術(shù)，將使人們的生活黯然失色。電力電子技術(shù)是一門綜合電力半導(dǎo)體器件、電力變換技術(shù)、現(xiàn)代電子技術(shù)、自動控制技術(shù)等許多學(xué)科的邊緣交叉學(xué)科，隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，電力電子技術(shù)又與現(xiàn)代控制理論、材料科學(xué)、電機工程、微電子技術(shù)等許多領(lǐng)域密切相關(guān)。目前，它已逐步發(fā)展成為一門包含更多學(xué)科的綜合性學(xué)科，并為現(xiàn)代通信、電子儀器、計算機、工業(yè)自動化、電網(wǎng)優(yōu)化、電力工程、國防及某些高新技術(shù)提供高質(zhì)量、高效率、高可靠性的電能起著關(guān)鍵的作用1。為了處理日益復(fù)雜的實時計算問題，當(dāng)今的通信系統(tǒng)采用了大量的高性能計算芯片，包括各種CPU、FP

18、GA和DSP等。對更高計算速度的需求促使人們相應(yīng)地提高時鐘頻率，同時，計算芯片的特征線寬越來越細(xì)使供電電壓越來越低，目前部分芯片的供電電壓已經(jīng)降到1V左右，電源電流也隨之增加，有些芯片所要求的電源電流已超過lOOA。商性能計算芯片由睡眠或待機狀態(tài)進(jìn)入工作狀態(tài)時，電流變化可高達(dá)70A，變化速率高達(dá)1Ans，這就要求為其供電的電源具有超快的負(fù)載電流瞬態(tài)響應(yīng)速度，同時保證輸出電壓具有相當(dāng)高的穩(wěn)定度，為了更好地滿足上述各項要求，需要在高性能計算芯片附近安置低壓、大電流輸出的DCDC變換器電壓調(diào)節(jié)模塊(VRM-Voltage Regulate Module)。顯然，VRM最好與高性能計算芯片同在一塊電路

19、板上。與當(dāng)今許多類型的系統(tǒng)一樣，通信系統(tǒng)中電路板的面積非常寶貴。尺寸的限制，以及降低成本的壓力和其他一些新的技術(shù)方面的挑戰(zhàn)，使VRM設(shè)計成為通信系統(tǒng)設(shè)計最困難的設(shè)計任務(wù)之一。低電壓、大電流輸出的VRM必須提高功率密度和效率。現(xiàn)有的功率變換技術(shù)不能滿足非常嚴(yán)格的尺寸和效率等要求。應(yīng)用集成磁技術(shù)，采用損耗低、結(jié)構(gòu)簡單的集成磁元件，同步整流技術(shù)，以及紋波消除技術(shù)等新技術(shù)，可以克服以上限制2。 1.2 VRM研究現(xiàn)狀與設(shè)計難點1.2.1 VRM發(fā)展的歷史回顧VRM的發(fā)展階段基本可以按照它的輸入電壓的變化來劃分。早期一直采用5 V輸入電壓(低壓VRM)，3.3 V輸出；目前在臺式計算機、工作站和服務(wù)器已

20、經(jīng)把12 V(中壓VRM)作為VRM輸入電壓，在一些筆記本電腦中VRM可以直接將16-24 V輸入變換到1.5 V輸出。但是無論是采用5 V還是12 V輸入，其電路拓?fù)湓诮Y(jié)構(gòu)上都是Buck變換器，如圖1-2(a)所示。如果輸入電壓為12 V時，由于輸出電壓很低，占空比將會取的很小，這將大大影響變壓器性能。為了解決這個問題，通常采用抽頭電感同步整流變換器，如圖1-2(b) 所示。 (a) BUCK變換器 （b）抽頭電感BUCK變換器圖1-1 電路拓?fù)?1.2.2 VRM研究現(xiàn)狀及應(yīng)用前景從20世紀(jì)80年代中期起，采用PWM控制技術(shù)的高功率密度DC/DC變換器模塊就走進(jìn)了世界市場。如今，已經(jīng)廣泛應(yīng)

21、用于各種領(lǐng)域。稱之為第一代高功率密度DC/DC變換器，簡稱為第一代產(chǎn)品。它對電子系統(tǒng)的小型化、高可靠性及高性能起到了關(guān)鍵作用，并做出了很大的貢獻(xiàn)，正是由于第一代產(chǎn)品的出現(xiàn)，推動了先進(jìn)的分布式電源系統(tǒng)的建立和發(fā)展。但由于在PWM DC/DC變換器中，變壓器等磁性元件和濾波器占據(jù)了大部分的體積，工作頻率則因各種原因被限制在數(shù)百千赫茲范圍內(nèi)，這些都是先天不足之處。1997年，美國VICOR開關(guān)電源公司最先推出了VI-300系列軟開關(guān)高密度DC/DC產(chǎn)品。稱之為第二代產(chǎn)品。它是以VICOR公司擁有專利權(quán)的零電流、零電壓軟開關(guān)控制技術(shù)為基礎(chǔ)，結(jié)合了控制集成、封裝、散熱技術(shù)等方面的最新成果，產(chǎn)品達(dá)到了與“

22、理想功率器件”極為接近的境地。第二代產(chǎn)品與第一代產(chǎn)品相比，功率密度增加了兩倍，高達(dá)120 W/in3。第二代產(chǎn)品的出現(xiàn)預(yù)示著它將是DC/DC變換器未來的主流產(chǎn)品3。提高DC/DC變換器的效率，從而改善熱性能、提高可靠性及降低成本，一直是電源設(shè)計人員關(guān)注的焦點，如今，DC/DC變換器不僅可以安裝在電路板上，而且在效率方面也取得了重大進(jìn)展。市場上，標(biāo)準(zhǔn)的半磚封裝的電源產(chǎn)品可以提供高達(dá)60 A的電流，標(biāo)準(zhǔn)的1/4磚封裝的電源產(chǎn)品能夠供應(yīng)30 A電流，效率也超過了90%。性能方面的巨大進(jìn)步主要是因為出現(xiàn)了高性能的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管(MOSFET)，在同步整流器中它取代了原有的二極管整流器?；谶@

23、個重大變化，與前一代產(chǎn)品相比，功率密度增大了一倍。1.2.3 VRM的設(shè)計難點及解決措施VRM作為高功率密度的DC/DC變換器不僅要具有大電流、低電壓、快動態(tài)速度和低電壓紋波的特點，同時也必須做到高效率和高功率密度的統(tǒng)一。因此VRM設(shè)計中的難點就集中體現(xiàn)在體積、效率、動靜態(tài)之間的矛盾。具體地說：(1)就傳統(tǒng)的DC/DC變換器來說，為了滿足負(fù)載的瞬態(tài)突變時仍能將輸出電壓穩(wěn)定在允許的范圍內(nèi)，就需要增加輸出濾波電容，從而使濾波器體積過大。如果減小輸出濾波電感，再從輕載到滿載瞬態(tài)突變時負(fù)載可以從電源端更快獲取能量，從滿載到輕載瞬態(tài)突變時電感電流可以下降的更快，有利于提高動態(tài)性能，但由于電感電流紋波會增

24、加，從而給濾波電容增加負(fù)擔(dān)，同時還造成效率略有降低4。另外就目前的功率電子半導(dǎo)體元器件和磁性元件的發(fā)展水平，通過提高開關(guān)頻率來減小磁性元件體積的程度是有限的。因此，提出了交錯并聯(lián)技術(shù)(Poly-Phase Interleaving)來提高輸出紋波的頻率，這樣可以進(jìn)一步減小磁性元件的體積；(2)要求VRM在輕載和重載時均能保持高效率，就今天的功率半導(dǎo)體元器件的發(fā)展水平來說，這是一個挑戰(zhàn)。試想一下如果設(shè)計一個100 A/1 V的VRM。只有在通往負(fù)載的路徑上有1 m的電阻，都意味著效率要降低10%。針對這一點，在設(shè)計中采用同步整流技術(shù)(Synchronous-Rectifier)就成為必然的趨勢；

25、(3)由于未來微處理器對VRM快速動態(tài)性能的要求，使得VRM的線路布局、連接點都顯得比一般場合更重要的多。連接線的寄生參數(shù)使得VRM無法滿足微處理器對動態(tài)性能的高要求。未來勢必實現(xiàn)VRM和CPU直接集成，這也是設(shè)計的難點所在。為了解決上面的設(shè)計難點，提出了交錯并聯(lián)技術(shù)、同步整流技術(shù)、磁集成技術(shù)(Integrated Magnetics)。1.3 VRM典型拓?fù)溲芯扛鶕?jù)輸入電壓的不同,VRM可以分為5V、12V、48V輸入等不同種類,其相對應(yīng)的拓?fù)溆性S多不同之處;根據(jù)輸入與輸出之間是否隔離,VRM又可以分為非隔離型和隔離型兩種目前VRM采用較多的是1ZV輸入電壓,但是隨著微處理器負(fù)載電流越來越大

26、,今后分布式電源中將較多的采用48V母線電壓給VRM供電,經(jīng)變換輸出IV左右給工作站和服務(wù)器CPU芯片使用。下面對幾種主要的非隔離型和隔離型拓?fù)溥M(jìn)行簡要的綜述,并且對其主要特點進(jìn)行簡單介紹5。1.3.1 非隔離式VRM電路早期的VRM是從5V的直流母線直接供電的,而最近己經(jīng)把母線電壓提高到12V,而這些VRM基本上都采用Buck型變換器。作為非隔離型電路的代表一Buck變換器 (如圖1.1所示),具有結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)計容易、成本低等優(yōu)點。Buck變換器的電壓變換率為: 從公式可以看出,隨著輸出電壓的不斷降低,Buck變換器的穩(wěn)態(tài)占空比空比也越來越小。而過小的:占空比會帶來一系列的問題：（1）動態(tài)態(tài)

27、響應(yīng)的問題。特別是當(dāng)負(fù)載減小的時候,己經(jīng)是較小的占空比無法即時有效適應(yīng)負(fù)載的變小。（2）熱設(shè)計困難。（3）主開關(guān)損耗和同步整流管反向恢復(fù)損耗相應(yīng)增加。（4）輸入輸出濾波電容量變大。圖1-2 Buck變換器而為了更好的適應(yīng)低壓大電流的需要,就要努力設(shè)法改善占空比。如圖1-2所示為多通道的交錯并聯(lián)式Buck電路。它通過n個通道的Buck變換器相并聯(lián),錯開(360/n)*K個相角進(jìn)行控制。具有以下優(yōu)點:(1)減小開關(guān)電流應(yīng)力；(2)通過各通道輸出疊加,有效地減小了輸出電流紋波；(3)具有高的暫態(tài)響應(yīng)特性。 圖1-3 交錯并聯(lián)式Buck變換器圖1-3所示交錯并聯(lián)式Buck變換器雖然有效的提高了輸出波形

28、的質(zhì)量,但是其占空比還是和傳統(tǒng)的Buck變換器一樣,在輸入電壓不斷增大,輸出電壓越來越低的狀況下,它的穩(wěn)態(tài)占空比過小,限制了它發(fā)展。而圖1-4所示的抽頭電感式Buck變換器則有效增加了電路的占空比。 圖1-4 抽頭電感式Buck變換器抽頭電感式Buck變換器的電壓變換比為。通過設(shè)計合理的n值,就能得到理想的電壓變換比。但并不是n越大越好,因為當(dāng)n增加的時候S1的電壓應(yīng)力和S2的電流應(yīng)力也會相應(yīng)增加。雖然該電路有效的提高了占空比,但是由于它漏感的存在,使得它的主管S1會承受較高的電壓峰值。 圖1-5 有源箝位耦合Buck變換器圖1-5為有源箝位耦合Buck變換器,它的電壓變換比為。相對于抽頭式B

29、uck變換器,有源箝位耦合的Buck變換器,不僅有效的提高了電路的占空比,而且通過有源箝位的方法,有效地消除了漏感的影響,減小了主管的應(yīng)力。 圖1-6耦合繞組Buck變換器圖1-6所示的為耦合繞組Buck變換器,它的電壓變換比為: 。它是由雙通道交錯并聯(lián)Buck變換器演變而來的,每個通道增加了兩個藕合電感。和傳統(tǒng)的Buck變換器相比,它不僅有效的提高了占空比,而且有效的降低了開關(guān)損耗。除了以上所說的5種Buck電路及其由Buck演變而來的電路以外,還有推挽式Buck變換器、移相軟開關(guān)Buck變換器等。1.3.2 隔離式VRM電路變壓器原邊的基本拓?fù)渲饕捎谜な?、反激式、推挽式、半橋式和全橋?/p>

30、等5種。而適用于低壓大電流輸出的變壓器副邊結(jié)構(gòu)有3種:正激式結(jié)構(gòu)(圖1-7所示)、中心抽頭式結(jié)構(gòu)(圖1-8所示)和倍流整流式結(jié)構(gòu)(圖1-9所示)。 圖1-7 正激式結(jié)構(gòu)正激式結(jié)構(gòu)相對于其它兩種結(jié)構(gòu)最簡單,而且適用于低壓大電流的情況。但是正激式變換器的副邊整流二極管不僅具有較大導(dǎo)通損耗,而且由于它在關(guān)斷過程中的反向恢復(fù),也會造成一定的損耗。因此,如果要提高電路效率,可以在正激式結(jié)構(gòu)的副邊采用自驅(qū)式同步整流或者他驅(qū)式同步整流電路。 圖1-8 中心抽頭式結(jié)構(gòu)中心抽頭式結(jié)構(gòu)是應(yīng)用于全橋、半橋或推挽等雙端變壓隔離器的Buck型變換器。和正激式結(jié)構(gòu)相比,由于中心抽頭式結(jié)構(gòu)的輸出濾波電感的電壓頻率是功率開關(guān)

31、管的兩倍,因此在同樣條件下,中心抽頭式結(jié)構(gòu)所需要的濾波電感值明顯要小正激式所需要的。圖1-9 倍流整流式結(jié)構(gòu)倍流整流式結(jié)構(gòu)不是源于Buck型變換器,但它也能起到降壓的作用在倍流整流式結(jié)構(gòu)中,由于兩個電感紋波電流的相互抵消作用,輸出濾波電容的紋波電流明顯減小,則倍流整流式結(jié)構(gòu)的濾波電感值也可以被極大地減小。在大電流的應(yīng)用場合,倍流整流式結(jié)構(gòu)在很多方面都優(yōu)于中心抽頭式結(jié)構(gòu)。首先,倍流整流式結(jié)構(gòu)減小了大電流互連的數(shù)目,從而簡化了二次側(cè)布局,有利于熱處理,減小相關(guān)損耗。其次,倍流整流式結(jié)構(gòu)的電感電流和變壓器二次側(cè)電流是中心抽頭式結(jié)構(gòu)相應(yīng)電流的一半。因此,倍流整流式結(jié)構(gòu)比中心抽頭式結(jié)構(gòu)產(chǎn)生更低的導(dǎo)通損耗

32、。最后,倍流整流式結(jié)構(gòu)的變壓器與濾波電感能夠被集成在一個磁芯上,從而減小模塊尺寸。經(jīng)過優(yōu)選,可以選定適合于低壓大電流的優(yōu)選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如（1）原邊正激式與副邊正激式的組合；（2）橋式與倍流整流式的組合；（3）推挽式與倍流整流式的組合等等。除了以上介紹的一種隔離型電路外,還有推挽式變換器(圖1-10所示)、對稱半橋變換器(圖1-11所示)、等等。 圖1-10推挽VRM拓?fù)鋱D1-11 對稱半橋VRM拓?fù)湟陨现皇歉綦x式變換器的一小部分,還有諸如LLC諧振式、反激式變換器等等。1.4 VRM控制方式適應(yīng)于低壓大電流VRM應(yīng)用的需求,其控制方法有：電壓型控制法、電流型控制法、滯回型控制法、AVP控制法、型

33、控制等方法6。(1)電壓型控制。電壓型控制原理就是輸出電壓與基準(zhǔn)電壓相比較,通過誤差放大器將兩者的誤差信號放大，作用于脈寬調(diào)制(PWM)電路，改變占空比,以調(diào)節(jié)輸出的穩(wěn)定。采用電壓型控制，其優(yōu)點是：單環(huán)控制容易分析和設(shè)計；波形振幅坡度大，因而噪聲小，工作穩(wěn)定；多模塊輸出時，低阻抗輸出能提供很好的交互控制。缺點是：電網(wǎng)或負(fù)載的擾動必須轉(zhuǎn)化為輸出擾動,才能被電壓環(huán)反饋，因此系統(tǒng)響應(yīng)慢；輸出LC濾波電路給系統(tǒng)增加了兩個極點，這就需要在補償網(wǎng)絡(luò)增加零點或者需要一個低轉(zhuǎn)折頻率的主極點。(2)電流型控制。電流型控制是在電壓控制型的基礎(chǔ)上增加了電流控制環(huán)節(jié)。電流型控制分為直接電流型控制和間接電流型控制。與電

34、壓型控制相比，只需要提供一個極點到反饋環(huán)，這使得反饋環(huán)設(shè)計變得簡單，而且容易得到較高的增益帶寬。但是，由于電流型控制對噪聲敏感，因此容易產(chǎn)生次諧波振蕩問題。(3)滯回型控制。滯回型控制法的原理是采用滯回比較器，直接檢測紋波電壓，控制其在允許的范圍內(nèi)。滯回型控制法在大的電流變化時，也能夠控制紋波電壓在允許范圍內(nèi)，具有良好的負(fù)載電流響應(yīng)特性。(4)AVP控制。AVP控制法的工作原理是在輸出電壓紋波允許范圍內(nèi)，當(dāng)輸出電流大時，使得其輸出電壓下降；當(dāng)輸出電流小時，使得輸出電壓上升。使輸出電壓在滿載時比所要求的最低電壓高，在空載或者輕載時比所要求的最高電壓低。使輸出電壓的峰一峰值減小，恢復(fù)時間降低，有利

35、于改善負(fù)載的動態(tài)響應(yīng)特性，同時減小輸出電容。AVP控制法分有源法和無源法兩種控制方式，該控制方法在犧牲了一定負(fù)載調(diào)整率的情況下，有效的改善了動態(tài)響應(yīng)，提高了效率。(5) 型控制。型控制的工作原理是采用輸出電壓紋波作為調(diào)節(jié)器的斜波信號，瞬態(tài)時，繞過主反饋環(huán)將負(fù)載電流變化傳送至比較器中。但是由于輸出電容的寄生參數(shù)ESR、ESL等因數(shù)對輸出電壓紋波的影響，使得電路的穩(wěn)定性依賴于輸出電容的寄生參數(shù)，不利于提高模塊的動態(tài)響應(yīng)特性。1.5 VRM涉及的相關(guān)技術(shù)隨著VMR向著高功率密度、小體積的發(fā)展趨勢越來越明顯,VMR設(shè)計所涉及的技術(shù)越來越多。VRM的設(shè)計涉及電路拓?fù)?，控制方法，高頻磁技術(shù)，軟開關(guān)技術(shù)，同

36、步整流技術(shù)，交錯并聯(lián)技術(shù)，并聯(lián)均流技術(shù)，散熱與封裝技術(shù)和減小EMI的技術(shù)等諸多方面。VRM涉及的相關(guān)技術(shù)的總體框圖 如圖1-12所示7。 圖1-12 VRM 涉及的相關(guān)技術(shù)的總體框圖1.6 本論文主要研究內(nèi)容綜上所述，高功率密度、高效率己經(jīng)成了VRM的發(fā)展趨勢，但是隨著IC對供電要求的不斷提高，現(xiàn)有的5V、12V輸入VRM將不能滿足它的要求了，可以預(yù)測不久的將來，VRM必然會把輸入母線電壓提高到48V，這樣做能夠減小輸入電流從而使得母線損耗減小，有利于效率提高，同時可以大大減小輸入濾波器體積。本課題主要以輸入48V輸入，5V/10A輸出的VRM為研究對象，選取拓?fù)錇楸读髡靼霕蜃儞Q器。第二章主

37、要分析了倍流整流電路的詳細(xì)工作過程，并結(jié)合過程分析，分析了倍流整流電路工作時與半波、全波整流電路的區(qū)別。第三章主要介紹了倍流整流半橋變換器的主要器件設(shè)計方法，并給出設(shè)計實例。結(jié)合第二章的工作過程分析，詳細(xì)分析了倍流整流半橋變換器在各個工作過程中的主要損耗，并對倍流整流半橋變換器進(jìn)行了小信號模型的建立。結(jié)合建模結(jié)果，進(jìn)行控制回路的設(shè)計。第四章主要介紹了仿真結(jié)果，并對結(jié)果進(jìn)行了分析。第2章 倍流整流電路工作過程分析2.1 引言在1950年以前，倍流整流電路就己用于汞弧管整流電路中，并出現(xiàn)在一些論文和課本中。近年來在高頻DCDC變換器應(yīng)用中重新發(fā)現(xiàn)了這一電路拓?fù)涞膽?yīng)用價值。變壓器副邊、濾波電感和整流

38、管上電流應(yīng)力小的特點使這一拓?fù)涮貏e適合低壓、大電流輸出的DCDC變換器。本章分析了倍流整流電路的工作原理，并與半波整流電路和全波整流電路進(jìn)行了比較，在原邊采用半橋拓?fù)浠A(chǔ)上對非對稱控制和對稱控制對副邊倍流整流電路的影響進(jìn)行了分析比較。2.2 倍流整流電路的工作原理分析倍流整流電路由變壓器的副邊繞組，兩只相同的整流二極管，兩個大小相等但彼此獨立的濾波電感和一個輸出濾波電容構(gòu)成，其拓?fù)湫问饺鐖D2-1所示。圖中是變壓器副邊繞組電壓，。假設(shè)變壓器和電路中各元件均為理想的，濾波電感和上的電流工作在連續(xù)模式下，倍流整流電路中主要變量的穩(wěn)態(tài)波形如圖22所示。在一個開關(guān)工作周期Ts中，電路共有四種工作狀態(tài)，各

39、個工作狀態(tài)所對應(yīng)的等效拓?fù)淙鐖D23 a)、b)、c)、d)所示12。電路的工作過程如下所述：(1)狀態(tài)1(t0t1)：變壓器副邊繞組上的電壓為正，D2處于導(dǎo)通狀態(tài)，D1處于關(guān)斷狀態(tài)，電感上電流線性上升，上電流線性下降。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 a)所示，由此可得如下關(guān)系式： (2-1) (2-2)(2)狀態(tài)2(t1一t2)：變壓器副邊繞組上的電壓為零，D1、D2都導(dǎo)通。通過電感、的電流都在線性下降，倍流整流電路處于續(xù)流狀態(tài)。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 b)所示，由此可得如下關(guān)系式： (2-3) (2-4)(3)狀態(tài)3(t2一t3)：變壓器副邊繞組上的電壓為負(fù)壓，D1處于導(dǎo)通狀態(tài)，

40、D2處于關(guān)斷狀態(tài)，上上的電流線性下降，上的電流線性上升。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 c)所示，由此可得如下關(guān)系式： (2-5) (2-6)(4)狀態(tài)4(t3一t4)：變壓器副邊繞組上的電壓為零，Dl、D2都導(dǎo)通，流過電感、的電流都在線性下降，倍流整流電路處于續(xù)流狀態(tài)。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 d)所示，由此可知這一工作狀態(tài)下的關(guān)系與狀態(tài)2相同根據(jù)一個完整周期內(nèi)，電感上伏秒積分平衡有: (2-7)整理后可得： (2-8)式中占空比 圖2-1 倍流整流電路 圖 2-2 倍流整流電路原理波形圖 圖2-3四個工作狀態(tài)的等效拓?fù)浔读髡麟娐?，實質(zhì)就是兩個電感的交錯共聯(lián)。電感、上的電壓和流過

41、的電流相位相差180，在變壓器副邊繞組電壓非零時，流過、的電流一增一減，實現(xiàn)了、，的電流紋波豆消，從而使總的負(fù)載電流，紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下，這種倍流整流方式使得、顯著減小。加快了功率級的動態(tài)響應(yīng)。電感、電流波形相差180，其合成電流的紋波峰值的紋波峰值與、的紋波峰值的關(guān)系，用電流互消比例系數(shù)K表示。即 （2-9）K與占空比D有關(guān)，關(guān)系式如下： （2-10）分析可知，當(dāng)D=05時，才有完全的紋波互消作用，D偏離05越遠(yuǎn)，紋波消除作用越差。當(dāng)D=025時，紋波互消比例只有67。因此，在倍流整流拓?fù)渲?，為了突分利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近。輸出濾波電感、和濾波電容C

42、的計算：電感電流紋波值： （2-11）由(2-9)、（2-10）、（2-11）式有 （2-12）輸出電壓紋波等于輸出濾波電容上的電壓紋波即： （2-13）而 （2-14） 又有： （2-15）所以： （2-16） 故： （2-17）根據(jù)輸出電壓紋波要求，根據(jù)上式可以選擇和C的值。2.3 倍流整流與全波電路、半波整流電路的比較倍流整流，半波整流，全波整流電路是低壓大電流輸出的變換器中常用的幾種副邊整流電路。上節(jié)已經(jīng)分析了倍流整流電路的工作原理及其波形。半波整流電路及其工作原理波形如圖2-5 a)、b)所示，全波整流電路及其工作原理波形如圖2-6 a)、b)所示。為了充分認(rèn)識他們的優(yōu)缺點，便于優(yōu)化

43、選擇下面從整流管導(dǎo)通損耗，磁元件尺寸，大電流繞組連接點數(shù)等多方面對三種整流方式逐一進(jìn)行比較。比較基于相同條件進(jìn)行，即變換器功率等級，開關(guān)頻率，副邊電壓的幅值，各拓?fù)鋵?yīng)的占空比D，輸出電壓及其紋波要求，整流管型號，輸出濾波電容C相同。2.3.1 整流管導(dǎo)通損耗的比較（1)半波整流電路，在時段內(nèi)，負(fù)載電流流過D1；在時段內(nèi)，流過D2。因此，在一個開關(guān)周期中，兩個整流管總的導(dǎo)通損耗，相當(dāng)于負(fù)載電流流經(jīng)一個整流管的導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗功率的基本關(guān)系式為： （2-18）其中為整流管的正向飽和壓降。 a)b）b）圖 2-5 半波整流電路及其原理波形 圖2-6 全波整流電路及其原理波形（2）全波整流電路，在

44、時段內(nèi)，負(fù)載電流流過D1或D2；在時段內(nèi)，負(fù)載電流在兩個整流管上平分，從而減小了時段內(nèi)整流管的導(dǎo)通損耗，一個周期內(nèi)整流管總的導(dǎo)通損耗功率近似為 （2-19）（3）倍流整流電路，在時段內(nèi)，負(fù)載電流流過D1或D2;在時段內(nèi)，流過兩個整流管D1、D2的電流分別等于流過L1、L2的電流，兩個電流之和等于負(fù)載電流。為了簡化計算，假設(shè)在時段內(nèi)，流過兩個整流管D1、D2的電流相等，一個周期內(nèi)整流管總的導(dǎo)通損耗功率近似為： （2-20）由（2-18）、（2-19）、（2-30）式可知，倍流整流電路中的整流管的導(dǎo)通損耗與半波整流、全波整流電路相比并無優(yōu)勢。2.3.2 磁性元件的比較1.濾波電感1）半波整流電路，

45、由其工作原理可知，電感上電壓頻率與開關(guān)頻率相同，滿足規(guī)定紋波要求的電感值為： (2-21)2) 全波整流電路，由其工作原理可知，電感上電壓頻率為開關(guān)頻率的兩倍，滿足規(guī)定紋波要求的電感值為： (2-22)3)倍流整流電路，雖然獨立電感L1、L2上電壓的頻率與開關(guān)頻率相等,但由前面分析可知，電路中存在兩個獨立電感電流的紋波互消作用而且兩電感合成電流的頻率為開關(guān)頻率的兩倍，在D靠近0.5附近時，紋波互消作用非常明顯，因此可以大大減小所需濾波電感值。由(2-17)式可知，滿足規(guī)定紋波要求的電感值為： (2-23)三種整流電路中電感值的大?。ɑ鶞?zhǔn)值取為）與D的對應(yīng)關(guān)系如圖2-7所示：圖2-7 三種整流電

46、路中電感值的比較可見，在相同條件下為滿足相同的輸出電壓紋波要求，后兩種整流電路所需的濾波電感值比前者顯著減小。由式(2-22)和(2-23)可知，在O.33D0.5時，倍流整流所需的電感值最小，從而減輕了輸出濾波電容的紋波設(shè)計壓力，減小了電感尺寸。2.變壓器假定輸出濾波電感很大可以忽略電感電流紋波，半波整流和全波整流電路中電感電流，倍流整流電路中電感電流為。半波整流電路，在D1導(dǎo)通的時間內(nèi)，負(fù)載電流流過變壓器副邊繞組，在D2導(dǎo)通的時間內(nèi)，變壓器副邊繞組電流為零。變壓器副邊電流有效值近似為： （2-24）2)全波整流電路，在D1、D2分別導(dǎo)通的。時段內(nèi)負(fù)載電流分別流過變壓器副邊中心抽頭繞組中的一

47、只繞組：在D1、D2一起導(dǎo)通的時段內(nèi)，負(fù)載電流在兩只整流管上平分，中心抽頭的兩只繞組中，均流過一半的負(fù)載電流。變壓器副邊電流有效值近似為： （兩個繞組電流均等于） （2-25）3）倍流整流電路，在D1、D2分別導(dǎo)通的時段內(nèi)，一半的負(fù)載電流流過變壓器副邊繞組：在D1、D2同時導(dǎo)通的時段內(nèi)，負(fù)載電流通過兩個電感和兩個整流管形成續(xù)流回路，并不流過變壓器副邊繞組，即在時段內(nèi)，可以認(rèn)為變壓器副邊繞組電流為零。副邊電流有效值近似為： （2-26）圖2-28給出了三種整流電路中變壓器副邊電流有效值（基準(zhǔn)值為）與D的對應(yīng)關(guān)系。 圖2-8 三種整流電路中變壓器副邊繞組電流有效值比較可見，倍流整流電路中變壓器副邊

48、繞組電流有效值最小。2. 4 倍流整流電路的優(yōu)缺點分析2.1.1 倍流整流電路的優(yōu)點通過上述結(jié)論比較可以得出，倍流整流電路與半波整流，全波整流電路相比具有以優(yōu)點：(1)倍流整流電路可以減小輸出電感電流和變壓器副邊電流的有效值，使輸出電感和變壓器副邊繞組的導(dǎo)通損耗大大減少；(2)倍流整流電路通過兩個電感電流紋波的相互抵消作用使輸出電流紋波減小，這可以減小輸出濾波器的尺寸，進(jìn)而提高瞬態(tài)響應(yīng)速度和功率密度；(3)采用集成磁技術(shù)的倍流整流電路不但可以減少大電流繞組和大電流連接點個數(shù)，而且有利于把電感和變壓器集成到一個磁芯上，大大提高了功率密度?？梢姳读髡麟娐诽貏e適合于隔離型低壓、大電流輸出的DC/D

49、C變換器。2.4.2倍流整流電路的缺點通過上述結(jié)論比較可以得出，倍流整流電路與半波整流，全波整流電路相比具有以優(yōu)點(1)需要兩個輸出電感，比橋式和全波整流多用了一個電感；(2)需要采用電流模式控制來保證兩個濾波電感的電流均等；(3)在副邊側(cè)，存在著不通過輸出負(fù)載的無效整流電感回路。這時輸出電流很不穩(wěn)定，因此，倍流整流器存在正常工作條件。其中正常的工作條件為: (2-15)式中，為或，為電路開關(guān)頻率。要保證 和中的電流始終為正值；要有足夠大的電感值保證電感紋波起伏波動值不大；要保證兩個濾波電感中電流均等變化。2. 5 本章小結(jié)本章介紹了倍流整流電路的四種工作模式，并且通過比較半波、全波、倍流三種

50、結(jié)構(gòu)的整流管損耗及磁性元件，總結(jié)了倍流整流電流電路的優(yōu)點，同時也指出了倍流整流的缺點，為本題選擇倍流整流電路作為副邊的整流結(jié)構(gòu)打下了理論基礎(chǔ)。第3章 半橋倍流整流變換器原理分析3.1 引言從VRM的發(fā)展來看，隔離型48V輸入的VRM將成為發(fā)展主流。由于VRM具有低壓大電流輸出的特點，所以隔離型VRM副邊整流電路的損耗對整個變換器的效率影響很大。倍流整流電路以導(dǎo)通損耗小和電流紋波互消特性使其特別適合48V輸入的VRM。倍流整流電路與對稱半橋拓?fù)湎嘟Y(jié)合的變換器，是一種較好的VRM拓?fù)洌鐖D31所示。圖 3-1 半橋倍流整流變換器 圖3-2 半橋倍流整流變換器工作原理波形3.2半橋倍流整流變換器的基

51、本工作原理在電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式下，半橋倍流整流變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)有四個工作狀態(tài)，各各工作狀態(tài)對應(yīng)的等效電路如圖 3-3a)、b)、c)、d)所示。理想情況下其工作原理波形圖如圖3-2所示。設(shè)=L。a)狀態(tài)1b)狀態(tài)2c)狀態(tài)3d)狀態(tài)4圖 3-3 半橋倍流整流變換器的四個工作狀態(tài)的等效電路1)狀悉1(t0-t1)：S1、D2導(dǎo)通，s2、D1關(guān)斷，等效電路如圖3-3 a)。 （3-1） (3-2)在此階段，電感在恒定正向電壓的作用下，其電流線性上升。電感在恒定反向電壓的作用下，其電流線性下降。流過D2的電流為。2)狀態(tài)2（t1-t2）：D1、D2導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷，等效電路如圖3-3b)

52、。 （3-3） （3-4）在此階段，電感、都在反向電壓的作用下，電感電流、都線性下降。流過D1、D2的電流分別為、。3）狀態(tài)3(t2-t3)：S2、D1導(dǎo)通，S1、D2關(guān)斷，等效電路圖如圖3-3c)。 （3-5） （3-6） 在此階段，電感L2在恒定正向電壓的作用下，其電流線性上升。電感在恒定反向電壓的作用下，其電流線性下降。流過D1的電流為。4）狀態(tài)4（t3-t4）：D1、D2導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷，等效電路如圖3-3d)所示。情況與第二階段相同。由以上分析可知，在（t0-t1）時段內(nèi)，即DTs時段內(nèi)，電感在恒定正向電壓的作用下，其電流線性上升：在（t1-t4）時段內(nèi)，即（1-D）Ts時段內(nèi)，

53、電感始終在恒定反向電壓的作用下，其電流一直在線性下降，如圖3-2所示。因此，電感電流的紋波值為： （3-7）根據(jù)電感電流在一個周期內(nèi)伏秒積分平衡有： （3-8）可得在電感電流連續(xù)工作模式下半橋倍流整流變換器的穩(wěn)態(tài)電壓傳遞比為： （3-9）3.3 本章小結(jié)本章主要分析了半橋倍流整流電路的工作原理，并得出穩(wěn)態(tài)電壓傳遞比。對以后的研究奠定了基礎(chǔ)。第4章 半橋倍流整流變換器電路設(shè)計4.1 變換器設(shè)計根據(jù)上兩章的理論分析，設(shè)計一個適用于低壓大電流采用半橋倍流整流電路的VRM。相關(guān)設(shè)計指標(biāo)如下：輸入電壓：48V DC；輸出電壓： 5V DC；輸出電流： 10A；電路效率：；開關(guān)頻率：=100KHZ；4.1

54、.1變壓器設(shè)計高頻變壓器是開關(guān)變換器中最核心的器件，許多主電路器件參數(shù)是設(shè)計都是依賴于高頻變壓器的參數(shù)設(shè)計的，因此應(yīng)該現(xiàn)進(jìn)行變壓器的設(shè)計。常規(guī)的高頻變壓器是用于傳輸功率的，為了提高傳輸效率，變壓器應(yīng)當(dāng)具有最小的損耗。高頻變壓器處于工作時的電壓、電流都不是正弦波，因此其工作狀況與工頻變壓器不一樣，設(shè)計方法也有很大的不同。設(shè)計時需要考慮的因素有：電壓比、鐵心形狀和尺寸、各個繞組的匝數(shù)、導(dǎo)線截面積和繞組的結(jié)構(gòu)等，所依據(jù)的參數(shù)是工作時的輸入輸出電壓、工作額定電流和工作頻率等13。開關(guān)電源中高頻變壓器的性能好壞，不僅僅影響到變壓器本身的發(fā)熱與效率，而且還會影響到整個高頻開關(guān)電源的技術(shù)性能與可靠性。所以在

55、高頻變壓器的設(shè)計與制作過程中，對磁心材料的選擇、磁心與線圈的結(jié)構(gòu)設(shè)計、繞制工藝都需要有周密的考慮。設(shè)計高頻變壓器第一步應(yīng)該從磁心開始。開關(guān)電源變壓器磁心大多是在低磁場情況下使用的軟磁材料，它一般是指矯頑力低于 800A/m 的鐵磁材料，其最大的特征就是磁滯回線面積很小，磁導(dǎo)率高但矯頑力低。在固定線圈匝數(shù)時，如果磁心磁導(dǎo)率高，則通過不是很大的激磁電流就可以承受較高的外加電壓，因此在輸出一定功率的要求下可減輕磁心的體積。磁心矯頑力低，磁滯面積小，因此鐵耗也少。常用的軟磁材料主要有：電工純鐵、硅鋼(鐵硅合金)、鐵鎳合金、鐵基或鈷基非晶態(tài)合金、鐵氧體、磁粉芯、磁性薄膜等。鐵氧體材料是復(fù)合氧化物的燒結(jié)體

56、，磁導(dǎo)率高而矯頑力低且電阻率很高，適合在高頻下使用，但 Bs 值比較小，常使用在開關(guān)電源中13。鐵氧體磁心廣泛適用于各種電子設(shè)備的線圈和變壓器中。因此在本課題的設(shè)計中，變壓器采用的是鐵氧體材料的磁心。設(shè)計變壓器時，首先選擇磁芯。變壓器功率為 50W 左右，工作頻率為 100KHZ，根據(jù) AP 法確定變壓器型號： （4-1）上式中：為窗口使用系數(shù)(1)，本文取其典型值 =0.4；為波形系數(shù)，有效值與平均值之比，方波時取 =4fs為開關(guān)頻率，fs=100KHz；為工作磁感應(yīng)強度，根據(jù)鐵氧體材料，取其 =0.3T；為電流密度比例系數(shù)，C 型鐵芯允許溫升 50時取其 =468；X 為常數(shù)，有磁芯確定，

57、C 型鐵芯取其 X=-0.14；因此上式計算的式子根據(jù)上式計算加 10%的裕度，選取鐵氧體磁芯 EE30 型，其參數(shù)窗口面積為 73.35，鐵心的截面積109，滿足設(shè)計要求。根據(jù)法拉第定律 可以得出副邊匝數(shù) （4-2）因 則有 （4-3） 取副邊匝數(shù)Ns=4匝；取最低輸入時電壓對應(yīng)的最大占空比，一般情況下選取0.45，考慮整流二極管的壓降VD,則變換器的電流互消比為： （4-4）K取3，得出原邊匝數(shù)為：匝，預(yù)留 10%的欲度，實驗時選取為 13匝；4.2.2橋臂電容設(shè)計 輸入分壓電容的作用在于分壓以及儲能。它的選擇要求不高，只要額定電壓高于最高輸入電壓，容量要足以保持變壓器輸入電壓波動幅度足夠

58、小。經(jīng)仿真驗證本次設(shè)計選用460 F的電解電容做分壓電容。 4.2.3輸出電感值設(shè)計輸出濾波電感值由輸出電流的紋波來確定,由于最大電流的紋波不能超過輸出電流的 10%,本實驗中輸出電流值為 10A,因此,最大紋波電流取1A。由于倍流整流結(jié)構(gòu)是交錯并聯(lián)的連接方式,通過兩個輸出電感的電流紋波相互疊加,抵消了部分電流紋波。和常規(guī)單電感濾波相比,在輸出紋波相同的情況下,倍流整流的電感值可以設(shè)計的較小15。電感電流的紋波大小和輸出電流的紋波大小存在如下的關(guān)系：（4-5）式中:K：電流相消比例系數(shù)。電感電流和輸出電流的紋波大小和的表達(dá)式： （4-6） （4-7）電流相消比例系數(shù)K： （4-8） (4-9)

59、由上式知,當(dāng) D=0.5 時,輸出電流紋波為0。因此，為減小輸出電感量，額定條件下,應(yīng)該使占空比接近于 0.5。本文中,48V 輸入條件下的占空比： （4-10）本設(shè)計D取0.4, 最大占空比取0.45。輸出濾波電感的電流紋波最大值為： （4-11）輸出濾波電感的大小L為： （4-12）留有一定預(yù)量，經(jīng)仿真過程驗證實際取值為50。 4.2.4輸出濾波電容設(shè)計 開關(guān)電源的一個性能指標(biāo)是高頻波動和傳導(dǎo)干擾，為了保持干擾和波動在一個合理限度內(nèi)，需要認(rèn)真地設(shè)計輸出濾波器。設(shè)計過程中主要考慮紋波電壓和紋波電流。本次設(shè)計的電壓紋波要求為5 V1%=0.05V,在電感設(shè)計中計算電流紋波最大值為15 A。則有

60、： （4-13）然而，實際的輸出電容不僅僅是由輸出電壓紋波決定的。負(fù)載電流的大范圍變動決定了輸出濾波電容的最小值，根據(jù)這一準(zhǔn)則有： （4-14）其中L為輸出濾波電感，I為輸出電流，為正常輸出電壓，為最大輸出電壓，一般取正常輸出電壓的1.3倍。 最后經(jīng)過計算和仿真的結(jié)果 電感實際取值為600。4.3 控制電路設(shè)計一般而言，PWM控制電路包括調(diào)壓與保護兩部分。由于變換器是一個閉環(huán)系統(tǒng)，一方面要求它有足夠的回路增益，另一方面還必須滿足動態(tài)品質(zhì)要求，如穩(wěn)定性及動態(tài)響應(yīng)性能等，因此，PWM控制電路應(yīng)有誤差放大器和適當(dāng)?shù)男ＵW(wǎng)絡(luò)，還有軟啟動、過流、過壓保護等功能。隨著電子技術(shù)的發(fā)展，己出現(xiàn)了各種專用集成脈