第9章-模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸-量化及PCM

第九章模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸主要內(nèi)容抽樣定理模擬信號(hào)的數(shù)字化技術(shù)脈沖編碼調(diào)制時(shí)分復(fù)用系統(tǒng)重點(diǎn)抽樣定理抽樣、量化、編碼的概念PCM信號(hào)時(shí)分復(fù)用的概念時(shí)分復(fù)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)CompanyLogo9.1引言9.2抽樣定理9.4模擬信號(hào)的量化9.5脈沖編碼調(diào)制9.9時(shí)分復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.7增量調(diào)制9.8PCM和ΔM的性能比較9.6*差分脈沖編碼調(diào)制CompanyLogo9.1引言特點(diǎn)：用數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸模擬信號(hào)任務(wù)：模擬信號(hào)的數(shù)字化，形成數(shù)字基帶信號(hào)數(shù)字基帶信號(hào)的無(wú)失真?zhèn)鬏攺慕邮諗?shù)字信號(hào)中完整無(wú)失真的還原模擬信號(hào)模擬信息源信宿數(shù)字通信系統(tǒng)m(t)模擬隨機(jī)信號(hào){sk}數(shù)字隨機(jī)序列A/D抽樣量化編碼D/A譯碼低通數(shù)字隨機(jī)序列模擬隨機(jī)信號(hào)9.2抽樣定理9.2.1低通型信號(hào)的抽樣定理9.2.2帶通型信號(hào)的抽樣定理9.2.1低通信號(hào)的抽樣定理抽樣：每隔一定的時(shí)間間隔T，抽取模擬信號(hào)的一個(gè)瞬時(shí)幅度值（樣值）。抽樣定理：如果對(duì)某一帶寬有限的時(shí)間連續(xù)信號(hào)（模擬信號(hào)）進(jìn)行抽樣，且抽樣速率達(dá)到一定數(shù)值時(shí)，那么根據(jù)這些抽樣值就能準(zhǔn)確地確定原始信號(hào)。這就是說(shuō)，若要傳輸模擬信號(hào)，不一定要傳輸模擬信號(hào)本身，可以只傳輸按抽樣定理得到的抽樣值。ms(t)=m(t)s(t)×m(t)ms(t)s(t)①理想抽樣（沖激抽樣）②自然抽樣③平頂抽樣（瞬時(shí)抽樣）抽樣定理（重點(diǎn)）一個(gè)頻帶限制在（0，fH

）Hz內(nèi)的時(shí)間連續(xù)信號(hào)m(t)，如果以Ts≤1/(2fH)秒的間隔對(duì)它進(jìn)行等間隔抽樣，則m(t)將被所得到的抽樣值完全確定。抽樣過(guò)程的實(shí)現(xiàn)圖形說(shuō)明ms(t)0時(shí)域圖頻譜圖m

(t)M

(f)fm-fmMs(f)0討論：結(jié)論：fs的值必須滿足抽樣定理

以語(yǔ)音信號(hào)為例9.2.2帶通型信號(hào)的抽樣定理定義：若模擬信號(hào)m(t)的頻率范圍為fL~fH帶寬B=

fH-

fL如果fL<B，則m(t)為低通型信號(hào)如果fL>B，則m(t)為帶通型信號(hào)概念：帶通型信號(hào)的fH很高，若仍按fs≥2

fH

抽樣，雖能滿足樣值序列頻譜不產(chǎn)生重疊以確?；謴?fù)m(t)的要求，但將降低信道頻帶利用率。圖例討論：結(jié)論：fH=

nB討論：當(dāng)fL

=0時(shí)，fs＝2B，就是低通模擬信號(hào)的抽樣情況；當(dāng)fL很大時(shí)，fs趨近于2B。例如無(wú)線電接收機(jī)的高頻和中頻系統(tǒng)中的信號(hào)。對(duì)這種信號(hào)抽樣，在理論上都可以近似地將fs取為略大于2B。fMs(f)0B-B令帶通信號(hào)fH=6B，抽樣頻率fs=2B討論fH=

nBfM(f)fLfHfs

-fs

0fδT(f)0-fL-fHB-B討論：結(jié)論：9.4模擬信號(hào)的量化9.4.1量化的定義9.4.2均勻量化9.4.3非均勻量化特征：模擬信號(hào)被抽樣后，若抽樣值仍隨信號(hào)幅度連續(xù)變化，則當(dāng)其上疊加噪聲后，接收端無(wú)法準(zhǔn)確判斷所發(fā)送的樣值。定義：利用預(yù)先規(guī)定的有限個(gè)電平來(lái)表示模擬樣值的過(guò)程稱(chēng)為量化。模擬信號(hào)m(t)

量化信號(hào)mq(t)9.4.1量化的定義樣值信號(hào)ms(t)量化誤差信號(hào)常用名詞量化區(qū)間(mi-1,

mi)量化電平qi量化間隔Δv（量化噪聲）量化器ms(kTs

)mq(kTs)波形量化級(jí)數(shù)M動(dòng)態(tài)范圍(-a,a)eq(t)=|ms(t)-mq(t)|Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

量化信號(hào)mq(t)ms(t)量化信噪比mq=mq(kTs)記：ms

=ms(kTs

)Δvt0量化誤差nq定義：把輸入信號(hào)m(t)的值域按等距離分割的量化稱(chēng)為均勻量化，其量化電平取量化區(qū)間的中點(diǎn)。9.4.2均勻量化Δv為常數(shù)分析量化信噪比設(shè)m(t)的參數(shù)：動(dòng)態(tài)范圍(-a,a)量化間隔Δv=2a/Mmi=-a+iΔv第i個(gè)量化區(qū)間的終點(diǎn)量化級(jí)數(shù)為Mqi=(mi-1+mi)/2i=1、2……Mmi-1=-a+(i-1)Δv第i個(gè)量化區(qū)間的起點(diǎn)量化區(qū)間量化電平當(dāng)m(t)是平穩(wěn)隨機(jī)過(guò)程，概率密度函數(shù)為f(x)時(shí)例解：

當(dāng)Δv一定，Nq為常數(shù)。與輸入信號(hào)大小無(wú)關(guān)例：已知均勻量化器量化級(jí)數(shù)為M，輸入信號(hào)在[-a，a]具有均勻概率分布，試求輸出端的量化信噪比?！摺喈?dāng)輸入信號(hào)較小時(shí)，Sq比滿負(fù)荷值小，導(dǎo)致Sq/Nq小，不能滿足通信的要求。9.4.3非均勻量化定義：Δv不為常數(shù)非均勻量化是一種在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化。信號(hào)幅度越小，量化間隔Δv也??；反之亦反。思路：輸入信號(hào)的特征是小信號(hào)出現(xiàn)的概率大，大信號(hào)出現(xiàn)的概率小，因而重點(diǎn)要改善小信號(hào)的量化信噪比。量化波形Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

mq(t)ms(t)Δvi實(shí)現(xiàn)方法：把輸入量化器的信號(hào)x先進(jìn)行壓縮處理，再把壓縮的信號(hào)y進(jìn)行均勻量化。壓縮器均勻量化xy壓縮器是一個(gè)非線性變換電路，弱信號(hào)被放大，強(qiáng)信號(hào)被壓縮。壓縮器的入出關(guān)系表示為

接收端采用一個(gè)與壓縮特性相反的擴(kuò)張器來(lái)恢復(fù)x。

常用壓縮器大多采用對(duì)數(shù)式壓縮，即y=lnx的形式。廣泛采用的兩種對(duì)數(shù)壓縮特性是μ律壓縮和A律壓縮。1、μ律壓縮特性（美國(guó)）式中x——?dú)w一化輸入電壓（輸入電壓/最大輸入電壓）y——?dú)w一化輸出電壓μ——壓縮器參數(shù)（取255）壓縮效果圖中對(duì)y是均勻分割的，等效于對(duì)x非均勻分割。2、A律壓縮特性（中國(guó)和歐洲）式中x——壓縮器歸一化輸入電壓y——壓縮器歸一化輸出電壓A——壓縮器參數(shù)（遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于1，取為87.6）直線關(guān)系對(duì)數(shù)關(guān)系壓縮特性的近似實(shí)現(xiàn)早期的A律和μ律壓擴(kuò)特性是用非線性模擬電路實(shí)現(xiàn)的。電路實(shí)現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當(dāng)復(fù)雜的，因而精度和穩(wěn)定度都受到限制。隨著數(shù)字電路特別是大規(guī)模集成電路的發(fā)展。利用數(shù)字電路形成許多折線來(lái)逼近對(duì)數(shù)壓縮特性。

在實(shí)際中常采用的方法有兩種：一種是采用13折線近似A律壓縮特性，另一種是采用15折線近似μ律壓縮特性。我國(guó)的PCM30/32路基群采用A律13折線壓縮特性，因此這里重點(diǎn)介紹A律13折線。①A律13折線：用13段折線逼近A=87.6的A律壓縮特性。

具體方法：對(duì)x軸不均勻分成8段，分段的方法是每次以二分之一對(duì)分；對(duì)y軸在0~1范圍內(nèi)均勻分成8段，每段間隔均為1/8。然后把x，y各對(duì)應(yīng)段的交點(diǎn)連接起來(lái)構(gòu)成8段直線。其中第1、2段斜率相同(均為16)，因此可視為一條直線段，故實(shí)際上只有7根斜率不同的折線。

以上分析的是第一象限，對(duì)于雙極性語(yǔ)音信號(hào)，在第三象限也有對(duì)稱(chēng)的一組折線，也是7根，但其中靠近零點(diǎn)的1、2段斜率也都等于16，與正方向的第1、2段斜率相同，又可以合并為一根，因此，正、負(fù)雙向共有2×(8-1)-1=13折，故稱(chēng)其為13折線。

練習(xí)：畫(huà)出A率7折線圖

②μ律15折線：用15段折線逼近μ=255的μ律壓縮特性。具體方法是：對(duì)y軸均勻分成8段，第i個(gè)分點(diǎn)在i/8的位置對(duì)x軸不均勻分成8段，第i個(gè)分點(diǎn)的位置是其結(jié)果如圖本節(jié)主要掌握：1、均勻量化的量化間隔、量化級(jí)數(shù)的計(jì)算。2、均勻量化量噪比的計(jì)算（不要求）3、非均勻量化的μ律壓縮和A律壓縮的一些基本理論4、重點(diǎn)是A律壓縮13折現(xiàn)法練習(xí)題：書(shū)296頁(yè)9-7、9-8題9.5脈沖編碼調(diào)制（PCM）把量化的電平值表示成二進(jìn)制碼組的過(guò)程稱(chēng)為編碼。將模擬信號(hào)的經(jīng)過(guò)抽樣、量化變換為數(shù)字信號(hào)，然后再變換成代碼傳輸，這種方式稱(chēng)為脈沖編碼調(diào)制PCM（PulseCodeModulation)。舉例如下：9.5脈沖編碼調(diào)制（PCM）9.5.1碼型的選擇9.5.2PCM

編碼方法9.5.3PCM系統(tǒng)的抗噪性能碼字和碼型：二進(jìn)制碼抗干擾、易產(chǎn)生。因此，PCM中一般采用二進(jìn)制碼。M(M=2N)個(gè)量化電平，可以用N位二進(jìn)制碼元來(lái)表示，N位碼元組成一個(gè)碼組或稱(chēng)為一個(gè)碼字。碼型指的是量化電平的編碼。其量化電平與碼字的對(duì)應(yīng)關(guān)系的整體就稱(chēng)為碼型。在PCM中常用的二進(jìn)制碼型有三種：自然二進(jìn)碼、折疊二進(jìn)碼和格雷二進(jìn)碼（反射二進(jìn)碼）。如下表常用二進(jìn)制碼型

樣值脈沖極性自然二進(jìn)碼折疊二進(jìn)碼量化級(jí)序號(hào)正極性部分111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098負(fù)極性部分011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210自然二進(jìn)碼：就是一般的十進(jìn)制正整數(shù)的二進(jìn)制表示，編碼簡(jiǎn)單、易記，而且譯碼可以逐比特獨(dú)立進(jìn)行（位權(quán)）。若把自然二進(jìn)碼從低位到高位依次給以2倍的加權(quán)，就可變換為十進(jìn)數(shù)。

折疊二進(jìn)碼：是一種符號(hào)幅度碼。

左邊第一位表示信號(hào)的極性，信號(hào)為正用“1”表示，信號(hào)為負(fù)用“0”表示；第二位至最后一位表示信號(hào)的幅度。正、負(fù)絕對(duì)值相同時(shí)，折疊碼的上半部分與下半部分相對(duì)零電平對(duì)稱(chēng)折疊，故名折疊碼。其幅度碼從小到大按自然二進(jìn)碼規(guī)則編碼。

在PCM中，A律13折線PCM30/32路基群設(shè)備中所采用折疊二進(jìn)碼。

在A律13折線PCM編碼中，采用8位二進(jìn)制碼，對(duì)應(yīng)有M=28=256個(gè)量化間隔。

這需要將13折線中的每個(gè)折線段再均勻劃分16個(gè)量化間隔，由于每個(gè)段落長(zhǎng)度不均勻，因此正或負(fù)輸入的8個(gè)段落被劃分成8×16=128個(gè)不均勻的量化間隔。說(shuō)明8位碼的安排如下：極性碼段落碼段內(nèi)碼C1C2C3C4C5C6C7C8

段落序號(hào)段落碼C2C3C4876543211111001100011010001000特點(diǎn)：段內(nèi)的16個(gè)量化級(jí)均勻劃分，段落長(zhǎng)度不等。小信號(hào)時(shí)，段落短，量化間隔小。大信號(hào)時(shí)，段落長(zhǎng)，量化間隔大。第一、二段最短，只有歸一化的1/128，再將它等分16小段，每一小段長(zhǎng)度

該值為最小的量化間隔Δ，它是輸入信號(hào)歸一化值的1/2048，代表一個(gè)量化單位。第八段最長(zhǎng)，它是歸一化值的1/2，將它等分16小段后，每一小段歸一化長(zhǎng)度為1/32，包含64個(gè)最小量化間隔，記為64Δ。段內(nèi)碼安排電平序號(hào)段內(nèi)碼電平序號(hào)段內(nèi)碼c5c6c7c8c5c6c7c815141312111098111111101101110010111010100110007654321001110110010101000011001000010000逐次比較編碼原理（編碼的實(shí)現(xiàn)過(guò)程）工作過(guò)程：（書(shū)275頁(yè)）例9-2：已知一個(gè)樣值為+1270個(gè)量化單位，采用13折線A率壓縮。求PCM

編碼碼組和量化誤差。解：1）確定C1∴C1=1∵+1270個(gè)量化單位=+1270Δv>02）確定C2C3C4∵1024<1270<2048∴C2C3C4=1113）確定C5C6C7C8∵∴∴C5C6C7C8=0011樣值落在第3量化級(jí)4）確定量化誤差∵第3量化級(jí)的坐標(biāo)為（1216，1280）∴量化電平∴量化誤差=1270-

1248=22(量化單位)(量化單位)樣值落在第8段∴碼組：11110011例：語(yǔ)音信號(hào)m(t)采用13折線A律進(jìn)行編碼，設(shè)m(t)的頻率范圍為0~4kHz，取值范圍為-6.144~+6.144V，若m(t)抽樣值為+2.132V，則對(duì)應(yīng)的PCM碼及量化誤差為多少？解：2.132/(6.144/2048△)=710.7Δ710.7△=512△

+32△

×6+32△/2-9.3△

編碼為：11100110

量化誤差：9.3△

9.3

×

(6.144/2048)=0.0279V譯碼輸出為720△，相對(duì)應(yīng)的11位線性碼組：01011010000習(xí)題9-14

單路話音信號(hào)的帶寬為4kHz，對(duì)其進(jìn)行PCM傳輸，求：(1)最低抽樣頻率？(2)抽樣后按8級(jí)量化，求PCM系統(tǒng)的碼元傳輸速率；(3)若抽樣后按128級(jí)量化，PCM系統(tǒng)的碼元傳輸速率又為多少？

解：(1)由于fH=4kHz，根據(jù)低通抽樣定理，可知最低抽樣頻率fs=2fH=8kHz。(2)對(duì)抽樣值進(jìn)行8級(jí)量化意味著要用3位二進(jìn)制碼進(jìn)行編碼。因?yàn)槭菃温沸盘?hào)，每秒有8000個(gè)抽樣值，所以信息傳輸速率為Rb=3×8000=24kb/s。(3)因?yàn)?28級(jí)量化需用7位二進(jìn)制碼進(jìn)行編碼，所以，比特率為Rb=7×8000=56kb/s。補(bǔ)充：k=8，fs=8kHz，實(shí)際信息速率為fb=64kb/s

因此一路PCM數(shù)字電話的傳輸速率為64kb/s

回憶6.1節(jié)幾點(diǎn)重要結(jié)論：(1)

不歸零碼的有效帶寬為B=RB

(碼率)；歸零碼的有效帶寬為B=2RB

(碼率）(2)

歸零碼有同步信息(f≠0處的離散譜)；不歸零碼無(wú)同步信息(f≠0處的離散譜)；(3)單極性碼有直流分量(f=0處的沖激);

雙極性碼無(wú)直流分量(f=0處的沖激);1、13折線A律編碼計(jì)算必考（1）給你一個(gè)抽樣值，編碼器輸出碼組，譯碼輸出多少量化單位/電平，計(jì)算量化誤差（2）均勻量化后的11位自然二進(jìn)制碼2、PCM基帶信號(hào)的碼率/頻譜帶寬不歸零碼的有效帶寬為B=RB

(碼率)；歸零碼的有效帶寬為B=2RB

(碼率）本節(jié)主要掌握：習(xí)題9—9

采用13折線A律編碼，設(shè)最小的量化極為1個(gè)單位，已知抽樣脈沖值為＋635個(gè)單位。(1)試求此時(shí)編碼器輸出碼組，并計(jì)算量化誤差（段內(nèi)碼用自然二進(jìn)碼）；(2)寫(xiě)出對(duì)應(yīng)于該7位碼（不包括極性碼）的均勻量化11位碼。解已知抽樣脈沖值設(shè)碼組的8位碼分別為因?yàn)?，故又因?yàn)榍?，故位于?段，第7段的量化級(jí)間隔為32，由知，位于第7段第3量化級(jí)，因此，輸出碼組量化誤差為27-(32/2)=11。（2）對(duì)應(yīng)的量化電平權(quán)值電流為

其對(duì)應(yīng)的均勻量化11位碼為習(xí)題9－10

采用13折線A律編譯碼電路，設(shè)接收端收到的碼組為“01010011”，最小量化單位為1個(gè)單位，并已知段內(nèi)碼為“自然二進(jìn)碼”（“折疊二進(jìn)制”選做）。

(1)試問(wèn)譯碼器輸出為多少單位：

(2)寫(xiě)出對(duì)應(yīng)于該7位碼（不包括極性碼）的均勻量化11位碼。解：接收端收到的碼組為由，信號(hào)為負(fù)值，由，信號(hào)位于第6段，起點(diǎn)電平為256，量化級(jí)間隔為16。由段內(nèi)碼為折疊二進(jìn)碼

知譯碼的輸出為(2)對(duì)應(yīng)于該7位碼的均勻量化11位碼為習(xí)題9－11

9.6*差分脈沖編碼調(diào)制

9.6.1*DPCM原理

9.6.2*DPCM編譯碼

9.6.3*DPCM的量化信噪比9.6.1DPCM原理PCM信號(hào)的特點(diǎn)：其幅度動(dòng)態(tài)范圍大，樣值編碼需要較多位數(shù)以滿足精度要求，增加了傳輸速率。大多數(shù)信源信號(hào)在相鄰抽樣樣值間具有很強(qiáng)的相關(guān)性思路：對(duì)相鄰樣值的差值進(jìn)行編碼，以降低信號(hào)傳輸速率。其信號(hào)稱(chēng)為DPCM（差分脈沖編碼調(diào)制）。在量化臺(tái)階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)減少，信號(hào)帶寬壓縮。若樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比優(yōu)于PCM系統(tǒng)。DPCM的特點(diǎn)：

9.6.2DPCM編譯碼方法：依據(jù)前面第k-1個(gè)樣值預(yù)測(cè)當(dāng)前第k個(gè)的樣值。xn:輸入樣值:重建序列xndn:差值序列:預(yù)測(cè)序列xn~＋量化器編碼預(yù)測(cè)器解碼+-xn~xndndqndqncn＋＋xnxncn預(yù)測(cè)器++xn~++預(yù)測(cè)器輸出：例例＋量化器-++＋激勵(lì)預(yù)測(cè)輸入第一拍預(yù)測(cè)輸出第二拍預(yù)測(cè)輸出激勵(lì)預(yù)測(cè)輸入線性預(yù)測(cè)器種類(lèi)極點(diǎn)預(yù)測(cè)器零點(diǎn)預(yù)測(cè)器零極點(diǎn)預(yù)測(cè)器＋量化器-++＋+＋定義：系統(tǒng)的總量化誤差en為輸入樣值xn與重建序列之差。xn僅與差值序列dn的量化誤差有關(guān)9.6.3DPCM系統(tǒng)的量化信噪比量化信噪比為:：差值序列經(jīng)過(guò)量化處理產(chǎn)生的量化信噪比。相當(dāng)于PCM系統(tǒng)的量化信噪比。Gp

：預(yù)測(cè)增益。是DPCM系統(tǒng)相對(duì)于PCM系統(tǒng)而言的信噪比增益一般差值序列功率E［d2n］遠(yuǎn)小于信號(hào)功率E［x2n］Gp大于1，約為6～11dB。結(jié)論：若要求DPCM系統(tǒng)達(dá)到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比，可降低對(duì)量化器信噪比的要求，即可減小量化級(jí)數(shù)，從而減少碼位數(shù)，降低比特率。改進(jìn)型

9.7增量調(diào)制（ΔM或DM

）9.7.1ΔM原理9.7.2ΔM編譯碼9.7.3*ΔM系統(tǒng)的抗噪性能思路：樣值序列中兩個(gè)相鄰樣值之間必存在大小關(guān)系，可以用兩個(gè)邏輯狀態(tài)來(lái)描述。9.7.1ΔM原理要求：進(jìn)一步降低信號(hào)傳輸速率。定義：用一位二進(jìn)制碼表示相鄰樣值之間的變化趨向，使每個(gè)樣值只需1

位編碼，稱(chēng)為增量調(diào)制。樣值序列特征：抽樣速率很高（遠(yuǎn)大于奈奎斯特速率），抽樣間隔很小，相鄰樣值之間的幅度變化較小，不超過(guò)量化間隔±σ。波形參數(shù)：抽樣間隔Δt，均勻量化，量化間隔σσ010101111110m(t)m'(t)0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1階梯信號(hào)m'(t)的兩個(gè)特點(diǎn)：在每個(gè)Δt間隔內(nèi)，m'(t)的幅值不變;相鄰間隔的幅值差為±σ（上升或下降一個(gè)量化階），不能出現(xiàn)過(guò)載。過(guò)載量化噪聲限制條件過(guò)載分析

9.7.2ΔM編譯碼方法一＋量化器-++＋+＋編碼解碼低通ΔM是DPCM的特例，量化器的量化級(jí)數(shù)為2方法二特點(diǎn)：適合進(jìn)行理論分析或計(jì)算機(jī)仿真研究。積分器m(t)脈沖發(fā)生器ΔM低通特點(diǎn)：適合硬件實(shí)現(xiàn)。_+＋積分器m(t)e(t)m1(t)脈沖發(fā)生器ΔM判決比較器Ts發(fā)送端接收端波形m'(t)010101111110m(t)σ0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1m1(t)預(yù)測(cè)信號(hào)過(guò)載特性與動(dòng)態(tài)編碼范圍當(dāng)K大于或等于模擬信號(hào)m(t)的最大斜率時(shí)定義：譯碼器的最大跟蹤斜率已知抽樣間隔為Δt，量化臺(tái)階為σ譯碼器輸出m'(t)能跟蹤輸入信號(hào)m(t)的變化，不發(fā)生過(guò)載，與m(t)誤差局限在［-σ，σ］，為一般量化誤差。克服過(guò)載方法：增大σ，使一般量化誤差增加。增大fs，使一般量化誤差減小。結(jié)論：ΔM系統(tǒng)的抽樣速率比PCM系統(tǒng)的抽樣速率高。

過(guò)載噪聲是在正常工作時(shí)必須且可以避免的噪聲例：輸入模擬信號(hào)為m(t)=Asinωkt斜率的最大值為了不發(fā)生過(guò)載，應(yīng)滿足

∴臨界過(guò)載振幅為當(dāng)抽樣頻率fs一定，Amax隨fk的增加而減小導(dǎo)致語(yǔ)音高頻段的量化信噪比下降，ΔM不實(shí)用定義Amax為最大編碼電平，

Amin＝σ/2為最小編碼電平定義編碼的動(dòng)態(tài)范圍DC=Amax

/Amin選用fk=800Hz為測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)，獲得動(dòng)態(tài)范圍與抽樣頻率關(guān)系分析抽樣頻率為fs(KHz)1020324080100編碼的動(dòng)態(tài)范圍DC(dB)121822243032結(jié)論：增量調(diào)制的編碼動(dòng)態(tài)范圍較小，在低傳碼率時(shí)，不符合話音信號(hào)要求。通常，話音信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍要求為40~50dB，因此，實(shí)用中的ΔM常用改進(jìn)型，如增量總和調(diào)制、數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制。簡(jiǎn)單ΔM調(diào)制的帶寬從編碼的基本思想知道，每抽樣一次，傳輸一個(gè)二進(jìn)制碼元，因此碼元傳輸速率為RB=fs，從而ΔM調(diào)制帶寬

BΔM=RB=fs(Hz)。本質(zhì)區(qū)別：PCM是對(duì)樣值本身編碼9.8PCM與ΔM的性能比較ΔM是對(duì)相鄰樣值的差值的極性編碼

抽樣速率PCM系統(tǒng)中的抽樣速率fs是根據(jù)抽樣定理來(lái)確定的；ΔM的抽樣速率與最大跟蹤斜率和信噪比有關(guān)。在保證不發(fā)生過(guò)載，達(dá)到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比時(shí)，M的抽樣速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于奈奎斯特速率。

帶寬PCM系統(tǒng)的數(shù)碼率為64KHz，要求最小信道帶寬為32KHz。ΔM調(diào)制帶寬BΔM=RB=fs(Hz)

9.9時(shí)分復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.9.1時(shí)分復(fù)用的基本概念9.9.2時(shí)分復(fù)用系統(tǒng)9.9.3時(shí)分多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.9.1時(shí)分復(fù)用(TDM)的基本概念多路復(fù)用：使多路信號(hào)沿同一信道傳輸而互不干擾。時(shí)分多路復(fù)用：使各路信號(hào)在信道上占有不同的時(shí)間間隔同時(shí)傳輸而互不干擾。幀周期：抽樣周期Ts

。路時(shí)隙：每路信號(hào)的一個(gè)樣值占有的時(shí)間TC

。位時(shí)隙：碼組中一個(gè)碼元占有的時(shí)間TB

。第一路信號(hào)第二路信號(hào)復(fù)用信號(hào)

Ts

Ts

TC

TC

Ts

Ts

213量化編碼譯碼K2132量化編碼譯碼K1特征：將各路信號(hào)的抽樣時(shí)間錯(cuò)開(kāi)TDM原理框圖：9.9.2時(shí)分復(fù)用系統(tǒng)要求：收、發(fā)兩端開(kāi)關(guān)K1、K2完全同步。保證開(kāi)關(guān)K1、K2旋轉(zhuǎn)一圈的頻率（即抽樣頻率）滿足抽樣定理，既可實(shí)現(xiàn)收發(fā)一致。信道PCM30/32路復(fù)用系統(tǒng)幀周期Ts=125μs

9.9.3時(shí)分多路數(shù)字電話系統(tǒng)基群信號(hào)：包含30路用戶(hù)信號(hào)和2

路信令信號(hào)每路信號(hào)的采樣頻率fs=8000HzPCM高次群將4

個(gè)基群復(fù)接成二次群，將4

二次群復(fù)接成三次群復(fù)接的目的：提高傳輸速率幀結(jié)構(gòu)及參數(shù)群基群二次群三次群四次群路數(shù)304120448041920數(shù)碼率Mb/s2.0488.44834.368139.264PCM高次群的復(fù)接方法PCM30/32路系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)125μs(F)TS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS31TS0、TS16為信令TS0…...TS31稱(chēng)為路時(shí)隙TS1…TS15

、TS17…TS31為用戶(hù)信號(hào)PCM30/32路系統(tǒng)幀參數(shù)路時(shí)隙的時(shí)間位時(shí)隙的時(shí)間數(shù)碼率幀長(zhǎng)度PCM30/32路系統(tǒng)復(fù)幀結(jié)構(gòu)16個(gè)基本幀組成1個(gè)復(fù)幀F(xiàn)0F1…...F14F15復(fù)幀對(duì)告碼信令奇幀TS0復(fù)幀同步碼幀同步碼偶幀TS0CH16CH1CH30CH150011011F0

F1125μsTS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS311A11111100001A211abcdabcd

F15abcdabcdA1：幀失步對(duì)告碼同步：A1=0、A2=0失步：從收信號(hào)中得不到幀同步信號(hào)或復(fù)幀同步信號(hào)時(shí)，向?qū)Ψ桨l(fā)告警信號(hào)A1=1、A2=1abc

的組合描述各話路的空閑、忙、主叫、被叫、摘機(jī)、掛機(jī)等信息A2：復(fù)幀失步對(duì)告碼復(fù)接方法按位復(fù)接：每次復(fù)接1bit基群1特點(diǎn)：復(fù)接后每位碼元的寬度為原來(lái)的1/4基群2基群3基群4二次群10010111101001011010000101101100011000111100001110011100按碼字復(fù)接：每次復(fù)接8bit，循環(huán)周期長(zhǎng)。按幀復(fù)接：每次復(fù)接256bit，利于信息交換，但需大容量存儲(chǔ)器。復(fù)接方法分類(lèi)同步復(fù)接：被復(fù)接的所有支路信號(hào)的時(shí)鐘由總時(shí)鐘源提供，保證各個(gè)支路信號(hào)是同步信號(hào)，完成復(fù)接。（SDH

系統(tǒng)）異步復(fù)接：所有被復(fù)接支路信號(hào)的時(shí)鐘由各自系統(tǒng)提供，雖然其標(biāo)稱(chēng)值相同，但允許出現(xiàn)偏差，所以各個(gè)支路的瞬時(shí)碼速不等。因此，在復(fù)接這些異步信號(hào)之前，必須對(duì)各個(gè)支路的信號(hào)進(jìn)行碼速調(diào)整（即相位調(diào)整）使之成為同步信號(hào)，再進(jìn)行復(fù)接。（PDH系統(tǒng)）SDH復(fù)用原理同步數(shù)字系列(SynchronousdigitalHierarchy-SDH)的構(gòu)想起始于20世紀(jì)80年代中期，由同步光纖網(wǎng)(SynchronousOpticalNetwork-SONET)演變而成。1.SDH的特點(diǎn)不僅適用于光纖傳輸，亦適用于微波及衛(wèi)星等其他傳輸手段，并且使原有人工配線的數(shù)字交叉連接(DXC)手段可有效地按動(dòng)態(tài)需求方式改變傳輸網(wǎng)拓?fù)?充分發(fā)揮網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的靈活性與安全性，而且在網(wǎng)路管理功能方面大大增強(qiáng)。因此，SDH成為B-SDN的重要支撐，形成一種較為理想的新一代傳送網(wǎng)(TransportNetwork)體制。

(2)使不同等級(jí)的凈負(fù)荷碼流在幀結(jié)構(gòu)上有規(guī)則排列，并與網(wǎng)路同步，簡(jiǎn)單地借助軟件控制實(shí)施由高速信號(hào)中一次分支／插入低速支路信號(hào)，避免了對(duì)全部高速信號(hào)進(jìn)行逐級(jí)分解復(fù)接的作法，省卻了全套背對(duì)背復(fù)接設(shè)備，簡(jiǎn)化了上、下業(yè)務(wù)作業(yè)。

(1)使北美、日本、歐洲三個(gè)地區(qū)性PDH數(shù)字傳輸系列在STM-1等級(jí)上獲得了統(tǒng)一，真正實(shí)現(xiàn)了數(shù)字傳輸體制方面的全球統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)。SDH由一些基本網(wǎng)路單元組成(3)幀結(jié)構(gòu)中的維護(hù)管理比特大約占5％，大大增強(qiáng)了網(wǎng)絡(luò)維護(hù)管理能力，可實(shí)現(xiàn)故障檢測(cè)、區(qū)段定位、業(yè)務(wù)中性能監(jiān)測(cè)和性能管理。(4)將標(biāo)準(zhǔn)接口綜合進(jìn)各種不同網(wǎng)路單元，減少了將傳輸和復(fù)接分開(kāi)的必要性，從而簡(jiǎn)化了硬件構(gòu)成，同時(shí)此接口亦成開(kāi)放型結(jié)構(gòu)，