改善功放工作效率的數(shù)字化方法及其仿真平臺的建設

改善功放工作效率的數(shù)字化方法及其仿真平臺的建設（申請清華大學工程碩士學位

）培養(yǎng)單位：清華大學電子系

大唐移動通信設備有限公司研發(fā)部申請人：熊軍指導老師：馮正和段滔1開題報告內容綜述第一章：選題的目的和意義第二章：仿真平臺的建設第三章：數(shù)字削峰的設計第四章：數(shù)字預失真的設計第五章：總結與展望2

第一章選題的目的和意義

1.1問題的提出頻帶增加，高效調制的應用與功放非線性的矛盾1.2改善功放線性度的方法峰值因子削除(CrestFactorReduction)數(shù)字預失真(DigitalPredistortion)31.1選題的目的和意義－問題的提出隨著人們對各種移動通信高速業(yè)務數(shù)據(jù)的不斷追求.為此人們提出了在基站使用N個頻點來提高系統(tǒng)的帶寬,增加系統(tǒng)的容量.使用N個頻點所能提供的系統(tǒng)容量將是單頻點的N倍.但是頻帶的增加導致峰均比的增長,同時信息產業(yè)部已經為TD-SCDMA劃分了1880MHz～1920MHz、2010MHz~2025MHz、2300MHz～2400MHz三個頻段。如此寬的頻段，使得可容納的載波數(shù)急劇增長，所以峰值功率和均值功率之比(PAPR;Peak-to-AveragePowerRatio)將不斷增大。同時新的高效調制方式的引入(MQAM),統(tǒng)的峰值功率與均值功率之比將會更進一步的加大.功放的線性度受限和信號質量存在以下矛盾,這是由于如果想要繼續(xù)保證信號的質量,設備商不得不買價格非常昂貴的高線性度功放,同時還要投入大量資金解決散熱問題,同時還會出現(xiàn)芯片和相關器件容易老化受損等一系列問題41.2選題的目的和意義－改進的方法..5第二章仿真平臺的建設2.1物理層仿真鏈路的建設物理層的發(fā)射－調制擴頻，物理層的接收－解調和聯(lián)合檢測數(shù)字調制的三個步驟2.2數(shù)字中頻鏈路的建設NCO的設計數(shù)字中頻中的內插抽取和濾波設計思想組合濾波器的設計（CIC+PFIR）62.1仿真平臺建設－物理層軟件總體框圖72.1仿真平臺建設－－物理層到中頻數(shù)據(jù)的生成82.1仿真平臺建設的界面設置（1）編寫完物理層底層軟件后，對仿真平臺界面進行編寫：MATLAB編寫界面,用戶根據(jù)需要選擇時隙,每一個時隙的發(fā)射功率,導頻碼以及調制方式等。這些設置都是依據(jù)3GPP來完成的。除了支持界面配置，還支持文本配置92.1仿真平臺建設的界面設置（2）－碼道信息的配置這些設置中以碼道的設置最為復雜，如右圖所示意：采用的是OVSF碼

102.1鏈路仿真平臺建設－數(shù)字調制的三個步驟對于CDMA系統(tǒng)來說無論采取何種調制,信號經過擴頻以后均可分解為I、Q分量，利用I、Q分量可完成PSK、QAM等線性調制.11

2.2數(shù)字中頻鏈路的建設1.NCO的設計2.數(shù)字中頻中的內插抽取和濾波設計思想3.物理層到數(shù)字中頻的處理流程122.2數(shù)字中頻鏈路的建設－NCO無論是復數(shù)調制還是正交調制都需要一個本振信號，NCO的目標就是產生一個頻率可變的正弦波樣本。式中為NCO產生的正弦波的振蕩頻率，為輸入信號的采樣頻率也可以認為式采樣信號的速率。由于NCO實時計算方法實現(xiàn)起來實時性差，為此可以采用查表法，NCO在工作時，每輸入一個采樣樣本，NCO就增加一個相位增量，然后按照相位累加角度作為地址，檢查該地址上的數(shù)值并輸出。本次仿真用到了NCO，載波疊加和載波分離的仿真中使用.數(shù)字控制振蕩器在DDC和DUC中相對來說是比較復雜的，也是決定DDC和DUC性能的最主要因素之一。如果是復數(shù)上變頻率,對于多載波的信號上變頻NCO的輸入數(shù)據(jù)為:其中k為載波的序號，n為輸入信號的序列。132.2數(shù)字中頻鏈路的建設－內插，抽取和濾波內插是對已知的抽樣序列兩個相鄰抽樣點之間等間距的插入（I-1）個0值點，得到序列，然后進行低通濾波，即可得到抽樣濾波序列。與的頻譜相同。但會出現(xiàn)周期延拓，因此內插引入了一個問題：產生了頻譜鏡像。由于鏡像的頻譜是沒有作用的，需要慮除，所以在內插后增加了一個低通濾波器。142.2數(shù)字中頻鏈路的建設－組合濾波器的設計組合濾波器從實現(xiàn)角度來說耗費資源小,實現(xiàn)簡單,但是設計難度大.一般是CIC，PFIR組合成用戶所需要的濾波器.需要反復的試驗修正,最后才可以作出真正滿足性能要求的濾波器.右圖就是利用CIC和PFIR組合的RRC濾波,滾降系數(shù)R=0.22.DUC/DDC的處理就使用了組合濾波器15

第三章數(shù)字削峰的設計和開發(fā)

1.本次削峰器的設計思想削峰總體模塊一級削峰器設計多級削峰器設計削峰序列的生成2.測試結果分析EVM的測試比較ACPR測試結果比較總功率的提高測試和功放效率改善的測試3.可實用性分析削峰器處理的運算量163.1本次削峰器的設計－削峰模塊綜述

（1）對于TD-SCDMA來說,如果多個載波疊加,實際上是相對的時隙數(shù)據(jù)疊加.導致在中頻進行載波疊加之后峰均比增大.對于TD系統(tǒng),是按照時隙進行數(shù)據(jù)的發(fā)送,所以是相同時隙的數(shù)據(jù)進行疊加

173.1本次削峰器的設計－削峰模塊綜述（2）

削峰的處理大致可以分為三個步驟：第一步：對中頻數(shù)據(jù)的內插濾波；第二步：多級削峰器對峰值數(shù)據(jù)的削除；第三步：對削峰后的數(shù)據(jù)濾波抽取.不同級別削峰器設置的檢測域值與目標峰值是不同的,呈現(xiàn)逐級遞減,這是因為高峰值的數(shù)據(jù)在最先被檢測和削除,這是為保證大峰值數(shù)據(jù)首先被檢測和削除,因為越大的峰值數(shù)據(jù)不被削除,在PA(PowerAmplifir)將造成越大的非線性失真.所以設置的第一級PDE檢測域值較大，然后逐級遞減。183.1本次削峰器的設計－一級削峰器設計

一級削峰器包括的模塊有:緩存器;峰值檢測器；判別器；峰值序列生成器；峰值對削器。處理流程:峰值信號的查找峰值信號的對削削峰序列的生成193.1本次削峰器的設計-峰值信號的查找采用數(shù)字內插法進行數(shù)據(jù)削峰時,對輸入的數(shù)據(jù)需要進行緩存,存儲器的容量本文設計為L*M+K.存儲器分為兩塊,第一塊存儲器的容量為L*M/2+K,第二塊存儲器的容量為L*M/2.利用窗函數(shù)的方法查找到峰值功率點后，峰值信號點放到存儲器的中間位置，如右圖所示意存儲器在緩存器中的L*M個數(shù)據(jù)，峰值功率分布在緩存器的中心位置

如果輸入信號功率超過門限功率,則標記開始峰值功率點的查找,從這時開始存儲輸入信號的功率,為了節(jié)省存儲器的容量,只記錄最近M個輸入信號的功率.如果當前輸入信號的功率小于前面第K個信號的輸入功率則認為存儲器第一個位置和第K個位置輸入信號的功率中有峰值功率,在K(K<10)個信號種查找峰值功率對于FPGA來說易于實現(xiàn).203.1本次削峰器的設計-削峰序列的生成(1)從概率的角度來描述PAPR.通常用CCDF(Complementarycumulativedistributionfunction)表達PAPR的分布.設置：一般情況下信號功率(峰值加峰均比)大于1DB壓縮點就需要削峰:如果用戶要求更高的線性度,為此需要設置削峰以后的最高功率:信號注釋：如果X=0dB，那么最大輸入功率就等于1dB壓縮點的輸入功率，并且X越大就表明系統(tǒng)要求的ACPR越高213.1本次削峰器的設計-削峰序列的生成(2)公式推導:從而分別得到I路和Q路的削峰序列峰值因子的取值從而得到每一路的幅度調節(jié)因子最后得到每一路的削峰序列:其中:稱之為核心削峰向量,是FIR濾波器的系數(shù),此FIR頻域與原始信號的頻譜匹配223.1本次削峰器的設計-削峰序列的生成（3）圖:233.1本次削峰器的設計-多級削峰器的設計－測試三個載波的TD-SCDMA信號實測結果243.1改進的削峰算法－滑動窗削峰法改進的算法253.2測試結果分析－硬件測試平臺PC機生成削峰數(shù)據(jù)多載波的削峰數(shù)據(jù)以1.6MHz為間隔把生成的基頻削峰數(shù)據(jù)灌入到信號源中（調制的中心頻點為96MHz），從信號源中出來通過射頻通道（功放，射頻鏈路集成在一塊TRB板上）后，平均功率達到30dBm。其中有1921.4MHZ的本振信號，則混頻輸出2017.4MHz射頻信號，功率為30dBm，此處就是天線連接處,輸出的信號輸入到頻譜儀后分析信號后的EVM,PCDE,ACLR,等指標的測試263.2測試結果分析-削峰所帶來的好處(直流功耗的減少)ACPR固定削除3DB的峰值功率,數(shù)字削峰使得總功率從31.6dBm上升到33.2dBm，僅多消耗的直流只有100mA左右,功放效率提高了1.7%,如果輸入的信號功率是10W.那么采用數(shù)字削峰以后總的消耗功率從195W下降到146W,這樣就節(jié)省功耗49W:10W的有用信號,如果使用削峰算法節(jié)省直流功耗49W.如果削除4DB的峰值功率,將減少更多的直流功耗.在數(shù)字部分進行削峰比功放本生對信號的硬切的優(yōu)勢是：1.I路和Q路等比例的削除；2.帶內惡化的實際CHIP很少,往往削除一個峰值只惡化一個CHIP;3.對帶外沒有惡化.273.2測試結果分析-削峰所帶來的好處(發(fā)射機和接收機)1)削峰給發(fā)射機帶來的好處:TD-SCDMA的一根天線的發(fā)射功率是30DBM,如果按照33DBM的功率發(fā)射,發(fā)射端ACPR和EVM均改善:進行削峰的信號(削除4DB的峰值功率)EVM是9.5%,ACPR是45dB.不進行削峰的信號EVM是14.6%,ACPR是38dB(33dB的均值功率對于現(xiàn)有系統(tǒng)功率太高，峰值已經進入功放線性區(qū)).1)削峰給接收機帶來的好處:接收端SNR改善:使用純軟件測試,削除4DB的峰值功率,在接收段,同樣的SNR情況下,BER惡化1DB.BER的惡化的補償是通過發(fā)射端可以提高信號的發(fā)射功率.例如信號的ACPR都保持在45DBM,使用削峰信號總功率提高3DB,接收端信躁比就提高了3DB.所以接收端SNR總的來說時改善了2DB.(條件:在PAR較大時)283.2測試結果分析-削峰所帶來的好處(相對其他各類算法)現(xiàn)有技術的降低PARP的方法很多,大概分為三類:1)削波法.本文的內插法也屬于這種.另一類的削波法-判決重建的削波算法decision-aidedreconstruction(DAR)需要在接收端進行復雜的判斷和和大量的FFT運算,并且存在誤判等一系列問題.2)相位變換法:例如SelectedMapping和PartialTransmitSequences,此兩種方法的缺點是需要經過多次重復的運算還需要傳輸邊帶信息.在接收端也需要進行相應的處理,3)序列選擇法:需要并行處理P種擴頻方法,現(xiàn)有芯片很難實現(xiàn),同時還要考慮傳送邊帶信息,如果邊帶信息傳輸錯誤,那么后果是嚴重的.同時接收端還要有額外的處理.采用本文的數(shù)字內插法雖然對信號有損傷,但是EVM仍滿足3GPP的要求(12%),削峰效果明顯,僅僅在發(fā)射端處理,無須更改協(xié)議,接收端也無需做任何修改.芯片公司均采用無需改動接收端處理的方法.例如TI的GC1115,ADI的AD6633等處理,無需接收端做額外的處理.293.2測試結果分析－EVM測試比較(現(xiàn)有芯片的比較)1.在功放輸出端測EVM(EVM是衡量發(fā)射機最重要的指標之一,是入網測試的強制指標,反映的是信道頻帶內的信號質量情況)2.與芯片AD6633和GC1115的EVM測試比較.(使用他們的評估芯片進行的測試比較)303.2測試結果分析－(現(xiàn)有算法的比較)1。固定ACPR，觀察平均功率的提高情況2。圖中的同向法為循環(huán)限幅濾波算法,算法如下:3.本文的方法總功率改善明顯313.2測試結果分析－ACPR改善的測試比較1。固定總功率，不同的削峰數(shù)值輸入功放，然后調整信號的發(fā)射功率，觀察ACPR改善情況2。鄰道ACPR優(yōu)于0.5dB323.3可實用性分析使用數(shù)字內插法在中頻削峰處理，使用窗函數(shù)查找峰值功率點，只是簡單的移位運算和數(shù)值比較，易于軟件實現(xiàn)。找到峰值后，削峰序列分別承上I路Q路的尺度因子，削峰序列長度為N，則每一峰值需要2N個乘法和2N個加法，同時計算尺度因子需2*3個乘法；（N=240）如果TD-SCDMA一個時隙的峰值個數(shù)是L(200),則每一路需要（N+3）×L=48000個乘法。一個時隙的處理時間是0.675ms.TD-SCDMA的中頻采樣時鐘是76.8MHZ，因此一時隙包含的時鐘周期為864*60=51840個時鐘周期;并且使用滑動窗計算削峰序列，F(xiàn)PGA的邏輯資源分布使用，使得某一時鐘周期內需要的邏輯資源減少。對于XILINX的V4系列一塊FPGA芯片時鐘最高可達到550MHZ,每一個時鐘，并且每一個時鐘周期可以達到512個DSPSLICE(乘法資源)，所以一塊FPGA芯片可以完成多天線的數(shù)字削峰，針對現(xiàn)有技術TI-GC1115，只能是一根天線一塊芯片而言，節(jié)省了成本和簡化了硬件的布線復雜度以及散熱問題。33第四章：數(shù)字預失真（DPD）的設計

（DigitalPredistortion）4.1數(shù)字預失真的提出和基本結構4.2本次數(shù)字預失真自適應算法和LUT設計4.3數(shù)字預失真的測試結果分析4.4數(shù)字預失真的進一步研究344.1數(shù)字預失真的提出當前的TD-SCDMA系統(tǒng)，六載波正漸漸取代三載波配置成為主流。系統(tǒng)對PA的線性度，效率要求也水漲船高。在達到線性輸出的同時，整機效率則要求達到12%。這無疑對射頻通道，尤其是PA的線性化設計提出了更高的要求。最簡單的PA線性化方法之一就是降低波峰因數(shù)（CFR）。降低波峰因數(shù)壓縮了信號"峰值"并提高線性操作所需的平均功率。它也向信號添加"噪聲"，這樣所有可用的波峰因數(shù)降低約為3dB左右，并仍可滿足BER（位誤差率）的EVM（誤差向量值）規(guī)范。不過并沒有飛躍式的突破，工程師不得已采用除數(shù)字削峰,還需要其它線性化技術來平衡這PA線性化和BER兩個指標的矛盾。PA線性化技術更大的突破是可使信號預失真。預失真是PA線性化的"法寶"，有望使PA效率達到20%,整機效率則要求超過12%354.1數(shù)字預失真的基本結構WienerModel和Hammersteinmodel實質上描述的都是指帶有記憶的非線性(多項式)模型.WienerModel和Hammersteinmodel是使用參數(shù)較少,帶有記憶的非線性多項式提供了一種通用性和參數(shù)評估復雜度的折中.這種模型現(xiàn)在使用很廣泛.下面我們給出功放模型和預失真器模型的總體框圖364.1數(shù)字預失真的目標輸入功放信號的瞬時輸出可以如右圖所示意:

Ymem:記憶效應(可以削除)Ynoise:系統(tǒng)噪聲,包括DAC的量化噪聲,熱噪聲,本振的相位噪聲Yins:的瞬時失真矢量(這代表AM-AM,AM-PM失真)(可以削除)目標:DPD削除Ymem和Yins374.1數(shù)字預失真的自適應算法簡介當濾波器的輸出為輸入的線性函數(shù)時,該濾波器為線性濾波器,否則為非線性濾波器.如果參數(shù)隨時間變換,又稱之為時變?yōu)V波器.根據(jù)PA的特性,能夠調整自己(預失真器)的參數(shù),自適應調整自己參數(shù)的過程稱之為”跟蹤”或者’學習’過程.當輸入過程的統(tǒng)計特性變化時,自適應濾波器調整自己參數(shù)以滿足某種準則的要求。輸入過程為平穩(wěn)時的最小均方誤差線性濾波器稱為維納濾波器.維納濾波器滿足正規(guī)方程,直接對矩陣求逆就可以(Winner-Hopf等式)

MMSE看似簡單,但運算量大,尤其是階數(shù)較多時.所以發(fā)展了一種不需要矩陣求逆解正規(guī)方程的方法，最陡下降法

LMS和RLS基本的細想是參照最陡下降法

但其中LMS算法算法需要根據(jù)數(shù)據(jù)的長期統(tǒng)計特性獲得最佳濾波。并不太適合功放模型，所以我們重點介紹RLS算法。384.2本次數(shù)字預失真自適應算法－RLS算法（1）最小二乘法得到的是對一組已知數(shù)據(jù)的最佳濾波.符合DPD的特性本次測試使用的是遞推最小二乘(RLS)算法.根據(jù)已知n個數(shù)據(jù)x(1),…x(i);…x(m),…x(n)利用m階線性濾波器來估計需要的信號d(1),…d(i);…d(m)…d(n)(也是已知的信號),其中對d(i)的估計如下:

最佳值應該使得累計平方誤差性能函數(shù)為最小:即

其中為遺忘因子,表明隨著時間的推移,越靠前的誤差越少考慮.本次設計遺忘因子等于0.99

394.2本次數(shù)字預失真自適應算法－RLS算法（2）遞推最小二乘的參數(shù):其中:所以只要給出初始數(shù)值,就可以求得這一套系數(shù)

由于預失真模型是Hammerstein模型，這個預失真的訓練模型可以是：算法的關鍵就是要找到一組合適的濾波器系數(shù)：W，就可以對DIF數(shù)據(jù)進行預失真處理。由于RLS算法是一種功率域的操作,所以需要的算法量大,為此RLS算法的基礎上提出了QRD-RLS(Orthogonal-triangulardecomposition-RLS)進行系數(shù)的求解.是一種幅度域的數(shù)據(jù)操作.運算量將進一步的減少(將要研究的算法).404.2數(shù)字預失真的自適應算法簡介－QRD-RLS算法（1）QRD-RLS算法是對一組等式求誤差信號最小，如下面公式所示意:由于Y一般都是非奇異的矩陣，所以能夠化成正交(酉)矩陣Q()，與非奇異上三角矩陣R的乘積。目標就是要找到這414.2數(shù)字預失真的自適應算法簡介－QRD-RLS算法（2）大的R矩陣對大R矩陣進行GIVENS旋轉424.2數(shù)字預失真的自適應算法簡介－QRD-RLS算法（3）總結如下由于QRD-RLS算法在LS算法中的位置434.2數(shù)字預失真的自適應算法簡介－QRD-RLS算法的脈動實現(xiàn)-FPGA實現(xiàn)就結構（4）為了使得QR分解更加有效和有秩序,常常采用脈動結構實現(xiàn)算法的計算.算法的脈動陣實現(xiàn)是將算法映射為基本計算單元的流水線序列.這些單元以并行方式執(zhí)行任務,使得在每一個時鐘周期內所有的單元都處于活動狀態(tài).并且易于FPGA實現(xiàn)

444.2數(shù)字預失真的自適應算法簡介－QRD-RLS算法的脈動實現(xiàn)-FPGA實現(xiàn)就結構（5）自適應算法在找到最佳濾波器次數(shù)后，自適應過程應該停止，由于系統(tǒng)數(shù)據(jù)的隨機性，和濾波器系數(shù)長度和精度的限制，濾波器系數(shù)以一種隨機的方式在其最佳數(shù)值左右不停的波動，結果自適應濾波器將在一定時間后達到穩(wěn)態(tài)運行方式，其性能也將停止繼續(xù)提高。為此本文明確進行一次周期性濾波的長度不需要很長，到達一定程度后系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)振蕩階段，這個階段的持續(xù)時間更新的自適應濾波出來的系數(shù)全部保存，更新LUT在每一次周期性濾波開始后，進行自適應濾波處理，但是不保存濾波器參數(shù)，等到系統(tǒng)穩(wěn)定以后，開始保存濾波器參數(shù)，這個時候計算出來的濾波器參數(shù)全部保存，在FPGA實現(xiàn)時，不再進行誤差信號e的計算，一方面節(jié)省了系統(tǒng)運行開銷，另外一方面在很短的時間內緩存很多的參數(shù)。在下文進行對DPD的測試時將采用此方法.454.2本次數(shù)字預失真LUT設計(1)本文LUT(LookUp-Table)設計采用三級預失真存儲結構,第一級根據(jù)當前信號的功率,第二級根據(jù)當前信號的相位,第三級根據(jù)存儲的信號能量,這樣即考慮了功放對當前信號的壓縮特性導致的幅度失真和相位失真,又考慮了先前信號能量導致功放的記憶性失真，同時三級預失真存儲結構采用一級索引來實現(xiàn)，這樣就大大簡化了LUT的設計，和節(jié)省了用戶存儲和讀取預失真參數(shù)的時間。INTERSIL公司采用兩級模塊來削除瞬時信號的失真和記憶效應導致的失真，兩個模塊比較獨立，同時對應兩個LUT,控制過于復雜美國專利：METHODANDAPPARATUSFORADAPTIVEDIGITALPREDISTORTIONUSINGNONLINEARANDFEEDBACKGAINPARAMETERS.PUB.NOUS

2005/0231279A1，首先進行AM/AM失真的削除，然后在進行AM/PM失真的削除，使用兩個表分別存儲AM/AM參數(shù)和AM/PM參數(shù)，獨立處理失真參數(shù)。464.2本次數(shù)字預失真結構設計(2)本次預失真處理采用間接訓練結構，對訓練出來的預失真參數(shù)不需要求逆，而直接保存在LUT中，節(jié)省了求逆的處理時間，同時避免了求逆可能帶來的誤差。474.2本次數(shù)字預失真結構設計-LUT更新原則對于TD信號,多個子幀隨機取一個時隙的數(shù)據(jù)進行預失真處理,LUT不是實時更新,是準實時,一方面有足夠時間完成一次自適應濾波,另外可以有效的跟蹤功放隨溫度和環(huán)境的變化.484.2本次數(shù)字預失真－數(shù)學模型的測試環(huán)境數(shù)學測試:模型PA采用WienerModel,預失真器采用Hammerstein模型.基帶數(shù)據(jù)為三載波信號,中頻速率為76.8Mps的QPSK信號。為此進行了三部分的測試比較：1）原始信號，2）經過DPD+PA的測試和3）只通過PA的測試，如右圖494.2本次數(shù)字預失真－數(shù)學模型的測試結果分析QPSK信號,測試結果顯示ACPR和EVM的改善結果.(藍色是預失真后的結果)504.3數(shù)字預失真的測試－廠商提供功放模型的測試環(huán)境數(shù)學模型不夠準確,為此使用ADS搭建真實的功放模型,右圖就是搭建的測試環(huán)境，并且還使用了真實的TD信號。

功放模型使用了三級驅動，Sirenza公司的SGA7489作為第一級放大器，Hittite公司的HMC454作為第二級。Freescale公司的MW4IC2230作為末級功率放大器。最真實的功放模型。

514.3數(shù)字預失真的測試－ADS中的功放模型和原理524.3數(shù)字預失真的測試結果分析－ACPR測試結果使用ADS中功放模型的測試三階/五階…各階交調基本上被削除534.3數(shù)字預失真的測試結果分析－EVM測試結果ACPR是對頻帶外鄰道抑止的一種測試指標，更有意義的測試還要看DPD對頻帶內信號質量（EVM/BER）的改善情況。從下面的右圖可以看出EVM改善非常明顯.其中左圖顯示誤差信號在迭代到一定程度上也達到了穩(wěn)定。544.3數(shù)字預失真的測試結果比較上面的兩次測試都采用QRD-RLS算法，不同點左圖采用本文LUT設計和結構(AM-AM和AM-PM失真同時削除)右邊采用的是美國專利PUB.NOUS2005/0231279A1中提出的LUT設計(AM-AM和AM-PM失真分別削除)。554.3 其他公司DPD的測試結果分析和靜態(tài)對比PMC的DPD芯片已經在華為和中興有過應用，具體用于Multi-carrierWCDMA,andCDMA2000,對線性的改善在15dB以上華為公司針對室內宏基站BTS3606的集成數(shù)字功放采用了先進的DPD技術（數(shù)字預失真），削波技術，等一系列新技術，功放效率可提高到26%左右，極大地降低了整機功耗,TI:目前在WCDMA2載波上用一些客戶的功放做下來可以改善18~25dB。得到的試驗結果是功放效率提高到21%。芯片型號是GC5322.但是上述的幾家公司都還沒有開發(fā)出成熟的針對TD的DPD算法和專用芯片.本文是針對TD多載波信號進行的算法開發(fā)和測試:ACPR改善20dB.564.4數(shù)字預失真的進一步的研究方向（FPGA實現(xiàn)相關）574.4數(shù)字預失真的進一步的研究方向（硬件驗證）致思路是本地產生TD-SCDMA的中頻信號，然后上傳給WinIQzard,之后WinIQzard將文件傳給winIQSIM,winIQSIM將文件通過intel形式直接傳給SMU,然后SMU發(fā)送給功放，功放發(fā)送出來的信號再返回給FSP,利用WinIQzard采集FSP上的數(shù)據(jù)作為功放輸出的數(shù)據(jù)返回給本地做自適應濾波處理，功率的調整可以調整SMU上的發(fā)送信號的功率58

第五章：總結與展望

1.工作總結2.進一步的研究3.展望595.2工作總結軟件無線電技術的研究和物理層,數(shù)字中頻,測試指標等軟件的編寫.數(shù)字削峰-內插法的編寫與軟硬件的驗證..數(shù)字預失真算法的編寫與軟件驗證(芯片公司功放模型的驗證).工作量(包括