基于simulink的ofdm通信系統(tǒng)的仿真

.I.I..r....r..摘 要在無(wú)線信道環(huán)境中可靠、高速的傳輸數(shù)據(jù)是無(wú)線通信技術(shù)的目標(biāo)和要求。OFDM技術(shù)能夠大幅度的提高無(wú)線通信系統(tǒng)的信道容量和傳輸速率,并能有效地抵抗多徑衰落、抑制干擾和噪聲,有著廣闊的應(yīng)用前景。本文在分析移動(dòng)無(wú)線信道特性的基礎(chǔ)上,基于OFDM系統(tǒng)的基本原理,研究了OFDM通信系統(tǒng)中同步實(shí)現(xiàn)和基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)問(wèn)題,分析了幾種經(jīng)典信道估計(jì)算法以及相關(guān)的關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)。在此基礎(chǔ)上,基于Simulink,討論了如何構(gòu)建完整的OFDM動(dòng)態(tài)仿真系統(tǒng),完成Simulink模塊設(shè)置,確定搭建系統(tǒng)的主要參數(shù),并對(duì)主要模塊的構(gòu)建方式進(jìn)行了說(shuō)明;就信道編碼、多普勒頻移及不同調(diào)制方式對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響進(jìn)行了全面的仿真分析和比較;參考COST-207多徑信道模型,深入全面研究了瑞利衰落信道對(duì)OFDM通信系統(tǒng)性能的影響,對(duì)COST-207典型城市模型下OFDM系統(tǒng)性能仿真進(jìn)行了有益的嘗試;首次應(yīng)用Simulink同時(shí)對(duì)不同導(dǎo)頻方式、不同導(dǎo)頻比、不同多普勒頻移條件下的OFDM通信系統(tǒng)進(jìn)行詳細(xì)仿真分析。研究結(jié)果表明,對(duì)于應(yīng)用塊狀導(dǎo)頻的OFDM通信系統(tǒng),在Eb/N0較小時(shí),加性高斯白噪聲對(duì)性能起主導(dǎo)作用,Eb/N0較大時(shí),ICI對(duì)性能起主導(dǎo)作用,形成了誤比特率底限;仿真分析表明,OFDM通信系統(tǒng)采用塊狀導(dǎo)頻方式時(shí),適用的多普勒頻移的范圍為100Hz以下,對(duì)應(yīng)的移動(dòng)速度為靜止或步行速度或較慢的汽車(chē)行駛速度;導(dǎo)頻比為1/3或1/4時(shí)綜合效果較好。對(duì)于應(yīng)用梳狀導(dǎo)頻的OFDM通信系統(tǒng),其系統(tǒng)性能不如塊狀導(dǎo)頻,但這種導(dǎo)頻插入方式對(duì)多普勒頻移及時(shí)間選擇性衰落不敏感,若將梳狀導(dǎo)頻與其他形式的導(dǎo)頻綜合使用,可用于改善OFDM通信系統(tǒng)性能,尤其是具有較高相對(duì)移動(dòng)速度的OFDM系統(tǒng)。論文所得結(jié)論可為進(jìn)一步研究提供仿真數(shù)據(jù),也可為OFDM系統(tǒng)的仿真與研究提供重要的參考。關(guān)鍵詞：OFDM；導(dǎo)頻；衰落信道；信道估計(jì)；Simulink；多普勒頻移；仿真分析ABSTRACTDatatransmissioninwirelesschannelswithhighspeedandreliabilityisrequiredinwirelesscommunicationtechnology.OFDMtechnologywhichhaswidelyapplicationprospectscannotonlyincreasethetransmissionrateandthecapacityofthewirelesscommunicationsystem,butalsoeffectivelyresistmulti-pathfadingaswellasrestraininterferenceandnoise.Inthispaper,synchronizationandchannelestimationbasedpilotareresearched;severalclassicchannelestimationalgorithmandrelativekeytechnologyareanalysisedonthebasisofprinciplesofOFDM.Basedonsimulink,howtobuildacompleteOFDMsimulation.I.I..r....r..systems isdiscussed; channel code,Dopplerand differentkinds modulationsinfluenceonOFDMsystemperformanceiscomparedandanalysised comprehensively; influence of Rayleigh fading channelwhichrefertoCOST-207modelisresearched;apositiveattemptonOFDMsystemperformancesimulationismade.ItisthefirsttimeforOFDMcommunicationsystemtobesimulatedandanalysisedindetailunder condition of different pilot patterns, different pilot rate differentDopplerfrequencyshiftatthesametime.Theresearchresultsindicatethat,forOFDMcommunicationsystemusingblock-typepilot,AWGNwillplaytheleadingrolewhenEb/N0issmalleraswellasICIwillplaytheleadingroleandthebottombiterrorisformedwhenEb/N0islarger.ThesimulationanalysisresultsimplythatDopplerfrequencyshiftshouldbesmallerthan100Hz,thecorrespondingmovementspeedshouldbezeroorwalkingpaceorslowdrivingspeedwhenusingblock-typepilotandthepilotrateshouldbe1/3or1/4consideringcomprehensiveperformance.PerformanceofOFDMsystemusingcomb-typepilotisnotgoodasblock-typepilot,however,thecomb-typepilotpatternisinsensitivetoDopplerfrequencyshiftandtimeselectivefading;OFDMsystemperformance,especiallythehighspeedsystem,couldbeimprovedifcomb-typeandotherpatternpilotsusedtogether.TheconclusioncouldprovidesimulationdataforfurtherresearchandprovidereferenceforOFDMsimulationandresearch.KEYWORDS:OFDM;Pilot;Fadingchannel;ChannelEstimation;Simulink;DopplerFrequencyShift;SimulationAnalysis作者聲明本人聲明所呈交的論文是我個(gè)人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作和取得的成作了明確的說(shuō)明并表示了謝意。如本畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）人承擔(dān)。畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）由武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院所有。特此聲明。作者專(zhuān)業(yè)：作者學(xué)號(hào)：作者簽名： 年 月 日目 錄第一章緒論 1引言 1研究背景和意義 2OFDM技術(shù)發(fā)展歷史 2OFDM技術(shù)應(yīng)用領(lǐng)域 3OFDM技術(shù)的優(yōu)缺點(diǎn) 5本文研究?jī)?nèi)容 6本章小結(jié) 7第二章OFDM原理與性能 7OFDM的基本原理模型 8OFDM的IFFT/FFT實(shí)現(xiàn) 11添加循環(huán)前綴 12本章小結(jié) 15第三章OFDM關(guān)鍵技術(shù) 16OFDM同步 16同步誤差的產(chǎn)生 16基于PN序列的符號(hào)同步 17基于循環(huán)前綴的符號(hào)同步 19頻域同步 20無(wú)線信道的時(shí)變性以及多普勒頻移 21信道估計(jì) 22信道估計(jì)的常用方法 22導(dǎo)頻形式的選擇 23LS信道估計(jì)算法 24MMSE信道估計(jì)算法 26本章小結(jié) 27第四章不同編碼及調(diào)制方式下OFDM仿真分析 28仿真軟件簡(jiǎn)介及其在通信領(lǐng)域的應(yīng)用 28MATLAB/SIMULINK概述 28使用MATLAB/SIMULINK進(jìn)行通信系統(tǒng)設(shè)計(jì) 29編碼對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析 29OFDM基帶系統(tǒng)框圖 29仿真分析 30不同調(diào)制方式下OFDM系統(tǒng)仿真分析 34QPSK仿真模型及分析 34BER誤差原因分析 37本章小結(jié) 38第五章瑞利衰落信道對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析 38COST-207多徑信道模型 38COST-207典型城市模型下的仿真分析 40本章小結(jié) 42第六章導(dǎo)頻比對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析 43導(dǎo)頻比(塊狀導(dǎo)頻)對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析 43系統(tǒng)模型 43仿真分析 45導(dǎo)頻比(梳狀導(dǎo)頻)對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析 50系統(tǒng)模型 50仿真分析 52本章小結(jié) 53第七章總結(jié)與展望 54參考文獻(xiàn) 56致謝 58.I.I..r....r..武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）基于Simulink的OFDM通信系統(tǒng)的仿真SimulationofOFOMcommunicationsystembasedonSimulink學(xué)生姓名： 雷雨學(xué) 號(hào)： 6203130409專(zhuān)業(yè)班級(jí)： 通信1204.I.I..r....r..指導(dǎo)教師 ： 王亮2016年5月2日第1章 緒論引言1837人們可以隨時(shí)隨地的聯(lián)系外界、可以連上網(wǎng)絡(luò)、甚至可以進(jìn)行可視對(duì)話?，F(xiàn)代社會(huì)是信息社會(huì)，人類(lèi)生活在信息高速公路交織的網(wǎng)絡(luò)中。隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展和成熟，人類(lèi)社會(huì)正在進(jìn)入一個(gè)新的信息化時(shí)代，寬帶已成為當(dāng)今通信領(lǐng)域的發(fā)展趨勢(shì)之一。正交頻分復(fù)用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM）干擾（InterSymbolInterference，ISI）OFDM受到人們的青睞，并在移動(dòng)通信、數(shù)字通信、數(shù)字廣播等領(lǐng)域得到應(yīng)用，并已取得可喜的成果。這預(yù)示著OFDM良好的發(fā)展前景。正交頻分復(fù)用（OFDM）是一種多載波數(shù)字通信調(diào)制技術(shù)，它的基本思想是將高速傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，變成在若干個(gè)正交的窄帶子信道上并行傳輸?shù)牡退贁?shù)據(jù)流。OFDM技術(shù)將傳送的數(shù)據(jù)信息分散到每個(gè)OFDM子載波上，使得的時(shí)頻正交性，允許子信道頻譜有部分重疊，使得頻譜利用率提高近一倍[1]研究背景和意義OFDM技術(shù)發(fā)展歷史正交頻分復(fù)用技術(shù)己有近40年的發(fā)展歷史，其概念最早出現(xiàn)于20世紀(jì)5060技術(shù)也被應(yīng)用到美國(guó)軍用高頻通信系統(tǒng)中。1966年，R.W.Chang發(fā)表了《Synthesisofband-limitedorthogonalsignalsformultichanneldatatransmissionISI和ICI的同時(shí)傳輸信息的原理。1971，Weinstein和Ebert提出了將離散傅立葉變換（DFT）來(lái)完成OFDM波器，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，使得OFDM制，OFDM技術(shù)沒(méi)有得到廣泛的應(yīng)用。另一個(gè)重要貢獻(xiàn)是Pled和Ruiz在1980年做出的。他們引入了循環(huán)前綴（cyclicprefix，CP）OFDMCP20世紀(jì)80年代，人們對(duì)多載波調(diào)制在高速M(fèi)ODEM、數(shù)字移動(dòng)通信等領(lǐng)域中的應(yīng)用進(jìn)行了較為深入的研究。到了90年代，數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)和超大規(guī)模集成電路的飛速發(fā)展，又為OFDM技術(shù)的實(shí)現(xiàn)掃除了障礙。此時(shí)，OFDM技術(shù)終于登上了通信的舞臺(tái)。高速數(shù)字信號(hào)處理（DSP）芯片的發(fā)展，使得OFDM優(yōu)越性更加突出。DSP與FFT技術(shù)的結(jié)合，使得OFDM開(kāi)始迅速發(fā)展并被廣泛應(yīng)用。DFT/IDFT、QAM技術(shù)、柵格編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)等成熟技術(shù)的逐步引入，人們開(kāi)始集中越來(lái)越多的精力開(kāi)發(fā)OFDM技術(shù)在移動(dòng)通信領(lǐng)域的應(yīng)用。OFDMETSI標(biāo)準(zhǔn)的音頻廣播DA，數(shù)字視頻廣播（DV）等。1999年IEEE802.14通過(guò)了一個(gè)5GHz的無(wú)限局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，其中OFDM制技術(shù)被采用成為它的物理層標(biāo)準(zhǔn)。ETSI的寬帶射頻接入網(wǎng)（BRAN）的局域網(wǎng)OFDM定位他的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)[2]199912Ericsson，NokiaWLAN在內(nèi)的7際OFDMOFDM論壇的成員已增加到46個(gè)會(huì)員，其中15個(gè)為主要會(huì)員。我國(guó)的信息產(chǎn)業(yè)部也參加了OFDM論壇，可見(jiàn)OFDM在無(wú)線通信領(lǐng)域的應(yīng)用在當(dāng)時(shí)已引起國(guó)內(nèi)通信界的重視。2000年11月，OFDM論壇的固定無(wú)線接入工作組向IEEE802.16.3的無(wú)限城域網(wǎng)委員會(huì)提交了一份建議書(shū)，提議采用OFDM技術(shù)作為IEEE802.16.3城域網(wǎng)的物理層標(biāo)準(zhǔn)，隨著802.1la和BRANHyperLAN/2兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)在局域網(wǎng)中的普在綜合無(wú)線接入領(lǐng)域?qū)⒌玫綇V泛的應(yīng)用。此外，還由于其具有高的頻譜利用率和良好的抗多徑干擾能力，而被看作是第四代移動(dòng)通信的核心技術(shù)之一。OFDM技術(shù)應(yīng)用領(lǐng)域移動(dòng)通信領(lǐng)域OFDM技術(shù)的數(shù)據(jù)傳輸速度相當(dāng)于GSM（GlobalSystemforMobileCommunication，全球移動(dòng)通信系統(tǒng)）和CDMA（CodeDivisionMultipleAccess，碼分多址）技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)的10技術(shù)要優(yōu)越于當(dāng)前的全球移動(dòng)運(yùn)營(yíng)商所采用的標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)。預(yù)計(jì)第三代以后的移動(dòng)通信的主流技術(shù)將是OFDM技術(shù)。但問(wèn)題是其成本和兼容性等問(wèn)題與當(dāng)前技術(shù)相比是否具有競(jìng)爭(zhēng)力。近年來(lái)，OFDM開(kāi)始與CDMA技術(shù)相結(jié)合，產(chǎn)生了MC-CDMA。該技術(shù)DS-CDMA均衡等優(yōu)點(diǎn)。數(shù)字傳輸領(lǐng)域OFDM 在數(shù)字廣播領(lǐng)域也有杰出的表現(xiàn)。DAB（Digital AudioBroadcasting，數(shù)字語(yǔ)音廣播）／DMB（DigitalMultimediaBroadcasting，數(shù)字多媒體廣播）具有音質(zhì)好質(zhì)量、可實(shí)現(xiàn)多媒體接收、可加密、并可利用衛(wèi)星大幅度提高廣播的覆蓋率等優(yōu)點(diǎn)，是廣播事業(yè)發(fā)展中的一個(gè)新的里程碑。采用OFDM技術(shù)后，系統(tǒng)發(fā)射功率減小、可高速移動(dòng)接收、頻譜利用率高、3.計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域近年來(lái)，Internet以驚人的速度發(fā)展，InternetModem僅能提供56Kbps128KbpsInternet其良好的性能在該領(lǐng)域得到很好的應(yīng)用。如已經(jīng)進(jìn)入千家萬(wàn)戶的ADSL（AsymmetricDigitalSubscriberLoop，非對(duì)稱(chēng)數(shù)字用戶環(huán)路）和正在不斷溫的VDSL（VeryHighBitRateDigitalSubscriberLoop ，甚高速數(shù)字用戶路。VDSL不對(duì)稱(chēng)工作時(shí)，上行速率為 1.6到2.3Mbps，下行速率可高達(dá)對(duì)稱(chēng)工作時(shí)尚下行速率均可高達(dá)26MbpsADSL采用不對(duì)稱(chēng)工作方式，下行速率8Mbps，遠(yuǎn)高于ISDN速率；而且上行速率也有1Mbps，傳輸離則達(dá)到3000m-5000m。在無(wú)線局域網(wǎng)領(lǐng)域，IEEE于1999年通過(guò)了一個(gè)5GHz的無(wú)線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)802.1la，其中OFDM調(diào)制技術(shù)被作為它的物理層標(biāo)準(zhǔn)。802.1la工作于5.15-5.25GHz5.25-5.35GHz5.725-5.825GHz612、18、24、36、48和54Mbps，其中必須支持6、12和24Mbps。802.1la使用52個(gè)子載波，調(diào)制方式有BPSK、QPSK、16QAM及64QAM，采用了編碼率為3/4ETSI項(xiàng)目LAN2OFDM定為它的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)。在未來(lái)的寬帶接入系統(tǒng)中，OFDM將是一項(xiàng)基本技術(shù)。目前，OFDM在電力線網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域中也得到了應(yīng)用。OFDM技術(shù)的優(yōu)缺點(diǎn)OFDM技術(shù)主要有如下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：（1）.抗衰落能力強(qiáng)OFDM地比同速率的單載波系統(tǒng)上的信號(hào)時(shí)間長(zhǎng)很多倍，因而對(duì)脈沖噪聲（Impulsenoise）衰落不是特別嚴(yán)重，就沒(méi)有必要再添加時(shí)域均衡器。（2）.頻率利用率高OFDM分離子信道的方式，因而提高了頻率利用率。（3）.適合高速數(shù)據(jù)傳輸非常適合高速數(shù)據(jù)傳輸。（4）.抗碼間干擾能力強(qiáng)碼間干擾是數(shù)字通信系統(tǒng)中除噪聲干擾之外最主要的干擾，它與加性的噪聲干擾不同，是一種乘性的干擾。造成碼間干擾的原因有很多，實(shí)際上，只要傳輸信道的頻帶是有限的，就會(huì)造成一定的碼間干擾。OFDM由于采用了循環(huán)前綴，對(duì)抗碼間干擾的能力很強(qiáng)。OFDM技術(shù)的不足之處包括：（1）.對(duì)頻偏和相位噪聲比較敏感OFDM偏和相位噪聲會(huì)使各個(gè)子載波之間的正交特性惡化，僅僅1%的頻偏就會(huì)造成信30db。因此，OFDM系統(tǒng)對(duì)頻偏和相位噪聲比較敏感。（2）.峰均值比大導(dǎo)致射頻放大器功率效率低與單載波系統(tǒng)相比，由于OFDM大的峰值功率與均值功率之比，簡(jiǎn)稱(chēng)峰均值比PAPOFDM來(lái)說(shuō)，當(dāng)N值功率的Ｎ倍，因而基帶信號(hào)的峰均值比為：PAPR=10lgN例如，在N=256的情況下，OFDM系統(tǒng)的PAPR=2.4db。當(dāng)然，這是一種非常極端的情況，通常OFDM系統(tǒng)內(nèi)的峰值不會(huì)達(dá)到這樣高的程度。高峰均值比會(huì)增大對(duì)射頻放大器的要求，導(dǎo)致射頻信號(hào)放大器的功率效率降低[4]。本文研究?jī)?nèi)容本文對(duì)OFDM通信系統(tǒng)進(jìn)行了較為全面的仿真分析。主要包括：１．對(duì)采用Simulink搭建的仿真系統(tǒng)及主要模塊進(jìn)行了說(shuō)明；２．對(duì)分別采用QPSK，16QAM，64QAM的OFDM較和分析：３．對(duì)采用RS編碼和未采用編碼的OFDM系統(tǒng)的性能進(jìn)行了比較；４．對(duì)采用COST-207多徑信道模型及不同多普勒頻移的OFDM系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，深入全面研究了瑞利衰落信道對(duì)OFDM通信系統(tǒng)性能的影響；５．對(duì)采用塊狀導(dǎo)頻的OFDM比及不同多普勒頻移的系統(tǒng)性能進(jìn)行了比較和分析，得出了仿真模型下適用的多普勒頻移的變化范圍及相應(yīng)的導(dǎo)頻比的選擇；６．對(duì)采用梳狀導(dǎo)頻的OFDM通信系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析，對(duì)采用不同導(dǎo)頻比及不同多普勒頻移的系統(tǒng)性能進(jìn)行了比較和分析，根據(jù)仿真結(jié)果總結(jié)了梳狀導(dǎo)頻的適用情況，對(duì)OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻選擇進(jìn)行了分析和總結(jié)。本章小結(jié)正交頻分復(fù)用（OFDM）OFDM正交性，允許子信道頻譜有部分重疊，使得頻譜利用率提高近一倍。正交頻分復(fù)用技術(shù)其概念最早出現(xiàn)于20世紀(jì)50年代中期。60年代形成了并行數(shù)據(jù)傳輸和頻分復(fù)用的思想。離散傅立葉變換（DFT）的引入使實(shí)際應(yīng)用中可以依靠更為方便的快速傅立葉變換（從F1至FT）來(lái)完成OFDM解調(diào)功能。80年代，人們對(duì)多載波調(diào)制在高速M(fèi)ODEM90OFDM技術(shù)的實(shí)現(xiàn)掃除了障礙。DSP與FFT技術(shù)的結(jié)合，使得OFDM來(lái)越多的精力開(kāi)發(fā)OFDM被看作是第四代移動(dòng)通信的核心技術(shù)之一。OFDM力線網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域。OFDM技術(shù)主要有如下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：抗衰落能力強(qiáng)、頻率利用率高、適合高速數(shù)據(jù)傳輸和抗碼間干擾能力強(qiáng)。OFDM射頻放大器功率效率低、加載算法和自適應(yīng)調(diào)制會(huì)增加系統(tǒng)復(fù)雜度。在本章的最后，對(duì)本文研究?jī)?nèi)容進(jìn)行了說(shuō)明。第2章OFDM原理與性能OFDM由大量在頻率上等間隔的子載波構(gòu)成（設(shè)共有N個(gè)載波，各載波可用同一種數(shù)字調(diào)制方法，或不同的載波使用不同的調(diào)制方法，將高速串行數(shù)據(jù)分成多路并行的低速數(shù)據(jù)加以調(diào)制。所以O(shè)FDM實(shí)際上是一種并行調(diào)制方案，將符號(hào)周期延長(zhǎng)NOFDM系統(tǒng)中，各于載波在整個(gè)符號(hào)周期上是正交的．即加于符號(hào)周期上的任何兩個(gè)載被的乘積等于零，因此各于載波信號(hào)頻譜可以互相重疊，大大提高了頻帶利用率。由于OFDM系統(tǒng)中的載波數(shù)量多達(dá)幾百上千，所以在實(shí)際應(yīng)用中不可能使用幾百個(gè)振蕩器和鎖相環(huán)提出了用離散傅里葉變換實(shí)現(xiàn)OFDM隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)（DSP）的飛速發(fā)展，采用快速傅里葉變換㈣，利用現(xiàn)有的高速數(shù)字信號(hào)處理芯片實(shí)現(xiàn)OFDM的調(diào)制與解調(diào)，非常方便，又可大大降低系統(tǒng)成本。OFDM的基本原理模型.I.I..r....r..OFDM的基本原理就是把串行的數(shù)據(jù)流分解成若干個(gè)數(shù)據(jù)速率低得多的并行子數(shù)據(jù)流，每個(gè)子數(shù)據(jù)流再去調(diào)制相應(yīng)各個(gè)正交的子載波，最后把各個(gè)子載波上的信號(hào)疊加合成一起輸出。OFDM系統(tǒng)的基本原理如圖2.1所示：圖2.1OFDM系統(tǒng)基本原理模型的發(fā)送端的基本原理就是把輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)串并變換N而在接收端則用各個(gè)子載波分別混頻和積分得到各路數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)并串變換便輸出原始數(shù)據(jù)。從上面對(duì)OFDM波之間的正交性]OFDM信號(hào)的表達(dá)式。一個(gè)OFDM符號(hào)之內(nèi)包括多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波的合成信號(hào)，其中每個(gè)子載波信號(hào)都可以進(jìn)行相移鍵控（PS）或者正交幅度調(diào)制（QAM。如果N表示一個(gè)OFDM(i=0,1,iN-1)為每個(gè)子信i道的數(shù)據(jù)符號(hào)，f 是第0個(gè)子載波的載波頻率c

t ts的OFDM符號(hào)可表示為：st)ReN1di0

ej2(i

1)(ttcT s

ttts s

(2-1)然而在多數(shù)的文獻(xiàn)中，通常采用復(fù)等效基帶信號(hào)來(lái)表示OFDM的輸出信號(hào)，如式(2-2)所示。其中實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于OFDM符號(hào)的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)的子載波的COS分量和SIN分量相乘，再疊加成OFDM信號(hào)。st)N1dii0

j2i(teTe

) tttss ss

（2-2）從式(2.1信號(hào)相鄰子載波間的間隔為1/T，這樣就有：1ejwtejw

tdt

1ej2ntej2mtdtT n m T T T0 01ej2nmdt （2-）T0={10

Tnmnm說(shuō)明了只要使各個(gè)子載波之間的間隔為1/T離出來(lái)。比如要解調(diào)第j2-1(2-3)有：d1Ttsst)2j(Tsj ttTs

)dtj TsTs=1TtsN1dej2i(ttTs

)j

j(ttT

)dt （2-4）T is i0.I.I..r....r..=1N1dT i0T=dT

Ttsej2ij(tts

s)dtsj這種正交性在時(shí)域的表現(xiàn)就是每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)包含整數(shù)倍個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰子載波之間相差一個(gè)周期[7]。如圖2.2所示圖2.2OFDM信號(hào)正交性的時(shí)域表現(xiàn)這種正交性也可以從頻域得到更直觀的體現(xiàn)。因?yàn)槊總€(gè)OFDM符號(hào)包含多個(gè)非零的子載波，因此其頻譜可以看作是周期為T(mén)的矩形脈沖的頻譜與各個(gè)載波的脈沖響應(yīng)函數(shù)(t)的卷積圖2.3顯示了OFDM信號(hào)頻譜中各個(gè)子信道頻譜的情況．其中每個(gè)子信道的頻譜為sinc函數(shù)，它在中心頻率處有最大值，在1/T的整數(shù)倍頻率上的值為零[8]這樣在每個(gè)子載波的頻譜最大值處所有其他載波為零，在解調(diào)時(shí)，需要計(jì)算各個(gè)于載波頻譜的最大值，只要保證各個(gè)子載的頻率沒(méi)有偏移，就可以準(zhǔn)確的解調(diào)出每個(gè)子信道上的數(shù)據(jù)而不受其他子信道影 圖2.3從各個(gè)子信道頻譜看OFDM信號(hào)的頻譜在OFDM信號(hào)頻譜中，由于各個(gè)子信道頻譜相互重疊，OFDM信號(hào)的帶寬OFDM我們帶來(lái)的最大好處之一[9]。OFDM的IFFT/FFT2-1只是從理論上說(shuō)明了OFDM2-1來(lái)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)是非常的困難和不可取的。因?yàn)楫?dāng)子載波數(shù)目多，子載波間隔非常小時(shí)，難以實(shí)現(xiàn)這么高的頻率分辨率，而且解調(diào)時(shí)每一路子載波都要進(jìn)行積分，導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)龐大，非常的浪費(fèi)資源，因此需要尋找一種易于實(shí)現(xiàn)的方案[10]。在式（2-2）中．令，對(duì)信號(hào)s(t)以T/N的速率進(jìn)行采樣．即令tkT/N(k=0,1,2...N-1)，可以得到：sN1dej2ik

0kN1 （2-5）可以看到sk

k ii0可以看作對(duì)di

N進(jìn)行離散傅立葉反變換 IDFT運(yùn)算。同樣在接收端．為了恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號(hào)diDFT得到：

，對(duì)sk

進(jìn)行反變換，即進(jìn)行離散傅立葉變換dN1s j2ik

0iN1 （2-6）Nj kk0根據(jù)以上的分析可以看出，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT/DFT完成。通過(guò)N點(diǎn)IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)di

變成時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào)sk

，經(jīng)過(guò)射頻載波調(diào)制之后，發(fā)送到無(wú)線信道中。其中，每一個(gè)IDFT輸出的數(shù)據(jù)符號(hào)s都是k由所有子載波信號(hào)經(jīng)過(guò)疊加而生成，即對(duì)連續(xù)的多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波的疊加信號(hào)進(jìn)行抽樣得到的。這樣通過(guò)DFT的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)OFDM有很大的好處，它大大簡(jiǎn)化了調(diào)制解調(diào)器的設(shè)計(jì)，使用IDFT/DFT而且IDFT/DFT早就有了成熟的快速算法IFFT/FFT，它可以方便的在DSP芯片中實(shí)現(xiàn)。使用IFFT/FFT的OFDM系統(tǒng)基本原理如圖2.4]圖2.4OFDMIFFT/FFT實(shí)現(xiàn)添加循環(huán)前綴應(yīng)用OFDM的一個(gè)最主要原因是它可以有效的對(duì)抗多徑時(shí)延擴(kuò)展。通過(guò)把.I.I..r....r..輸入的數(shù)據(jù)流串并變換到NNN倍。為了最大限度地消除符號(hào)間干擾，還可以在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔（guardinterva，而且該保護(hù)間隔長(zhǎng)度[12]Tg一般要大于無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。在這段保護(hù)間隔內(nèi)，可以不插入任何信號(hào)，即是一段空閑的傳輸時(shí)段。然而在這種情況中，由于多徑傳播的影響，則會(huì)產(chǎn)生信道間干擾（ICI，即子載波之間的正交性遭到破壞，不同的子載波之間產(chǎn)生干擾[13]。這種效應(yīng)可見(jiàn)圖2.5。由于每個(gè)OFDMOFDM符號(hào)的時(shí)延信號(hào)，因此圖2.5中給出了第一子載波和第二子載波的延時(shí)信號(hào)。從圖中可以看到，由于在FFT運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)度內(nèi)，第一子載波與帶有時(shí)延的第二載波之間的周期個(gè)數(shù)之差不是整數(shù)，所以當(dāng)接收機(jī)試圖對(duì)第一于載波進(jìn)行解調(diào)時(shí)．第二子載波會(huì)對(duì)此造成干擾。同樣，當(dāng)接收機(jī)對(duì)第二子載波進(jìn)行解調(diào)時(shí)，也會(huì)存在來(lái)自第一子載波的干擾。為了消除由于多徑所造成的ICI，OFDM符號(hào)需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號(hào)，見(jiàn)圖2.6這樣就可以保證在FFT周期內(nèi)，OFDM符號(hào)的時(shí)延副本內(nèi)所包吉的波形的周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)[14]隔T 的時(shí)延信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生ICI。g圖2.5由于多徑時(shí)延的影響，插入保護(hù)間隔造成的對(duì)于載波之間的干擾max

圖2.6OFDM符號(hào)的循環(huán)前綴當(dāng)子載波個(gè)數(shù)比較大時(shí)，OFDM的符號(hào)周期Ｔ相對(duì)于信道的脈沖響應(yīng)長(zhǎng)度很大，則符號(hào)間干擾（ISI）的影響很??；而如果相鄰OFDM符號(hào)之間的保護(hù)間隔Tg

滿足T

g

ISI

同時(shí)為了保持OFDMTg時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到OFDM符號(hào)的前面形成前綴，此時(shí)OFDM的符號(hào)周期為：.I.I..r....r..TTTs g保護(hù)間隔的離散長(zhǎng)度，即樣點(diǎn)個(gè)數(shù)為：

（2-7）LP,R RLP,hh hhpp

L)( SNR)I （2-8）P包含保護(hù)間隔、功率歸一化的OFDM的抽樣序列{x}為:Px 1

N1Sej2n/NLg,...,N) （2-）NnNn0經(jīng)過(guò)信道h(t,)和加性白高斯噪聲的作用后的接收信號(hào)為：yt)a(

)h(t,)dn(t) （2-10）xt0接收信號(hào)y(t經(jīng)過(guò)A/D變換后得到的接收序列yvLv g

,iN1，為對(duì)y(t)按T/N的抽樣速率得到的數(shù)字抽樣。ISI只會(huì)對(duì)接收序列的前Lg

個(gè)樣點(diǎn)形成干擾，因此將前Lg

個(gè)樣點(diǎn)去掉，就可完全消除ISI的影響[16]。數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)串并變換實(shí)現(xiàn)了把串行數(shù)據(jù)流變換成 N個(gè)并行數(shù)據(jù)流（N為OFDM系統(tǒng)的子載波個(gè)數(shù)）后，進(jìn)行N點(diǎn)的IFFT變換，從而在基帶上實(shí)現(xiàn)把N個(gè)并行數(shù)據(jù)調(diào)制到N個(gè)并行的正交子載波上為了最大程度的消除碼間串和信道間干擾ICI，在每個(gè)OFDM數(shù)據(jù)符號(hào)前面添加了長(zhǎng)度為N。的循環(huán)前綴(CP)[17]，最后經(jīng)過(guò)并串變換和D/A變換發(fā)送到信道中。本章小結(jié)OFDM的發(fā)送端的基本原理就是把輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)串并變換成N路子信道數(shù)據(jù)，然后分別調(diào)制相應(yīng)各個(gè)正交的子載波后疊加合成一起輸出。其實(shí)現(xiàn)的根本思想是通過(guò)串并變換把串行的高速數(shù)據(jù)流變成并行的低速數(shù)據(jù)流，實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵點(diǎn)是保證各個(gè)子載波之間的正交性。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT/DFT完成。通過(guò)N點(diǎn)IDFT為了消除由于多徑所造成的ICI，OFDM波形的周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)。這樣，時(shí)延小于保護(hù)間隔Tg

的時(shí)延信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生ICI。當(dāng)子載波個(gè)數(shù)比較大時(shí)，OFDM的符號(hào)周期Ｔ相對(duì)于信道的

max

很大，則符號(hào)間干擾(ISI)的影響很?。欢绻噜廜FDM符號(hào)之間的保護(hù)間隔Tg

滿足T

g

的要求，則可以完全克服ISI的影響。同時(shí)為了保持子載波之間的正交性，該保護(hù)間隔必須是循環(huán)前綴，即將每個(gè)OFDM符號(hào)的后Tg

時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到OFDM符號(hào)的前面形成前綴。第3章ＯＦＤＭ關(guān)鍵技術(shù)OFDM同步OFDM傳輸系統(tǒng)可以有效的對(duì)抗多徑傳播，并且其信號(hào)處理過(guò)程并不復(fù)雜，但是，若OFDM系統(tǒng)要在頻率選擇性衰弱信道下獲得到較好的性能，解調(diào)系統(tǒng)必須有一個(gè)近乎完美的同步。由于OFDM使用許多正交的子載波，時(shí)間或者頻率的失步不僅影響本采樣點(diǎn)的振幅和相位，而且使載波間失去正交性，產(chǎn)生載波系統(tǒng)需要更為精確的同步．同步誤差的產(chǎn)生同步誤差是由于接收機(jī)對(duì)于發(fā)射機(jī)的未知性造成的，總的說(shuō)來(lái)分為時(shí)間同步和頻率同步。由于發(fā)射信號(hào)到達(dá)時(shí)間的未知性產(chǎn)生了符號(hào)定時(shí)誤差。OFDM的基帶信號(hào):x(j)n

1N1XN k0

(j)ej

（3-1）其中X

(j)表示第j個(gè)符號(hào)的第k個(gè)載波上的調(diào)制數(shù)據(jù)，Xk

(j)表示第j個(gè)n符號(hào)的第n個(gè)采樣點(diǎn)。加上保護(hù)間隔得到基帶信號(hào)：s(j)N1Xnk0

(j) （3-2）n=1

N1XNkN

(j)ej2k(Nn)NN1XNkN

(j)ej2knnGK0第j個(gè)符號(hào)的接收信號(hào)可以表示為：

n0K0y(j)

(j)e

Hej(

d2kd

2fT

)n(

) （3-3）1Nkn Nk0k

2knNk

T TT T u u

sym

sym s其中H

表示第k個(gè)載波的信道響應(yīng)，Tk

表示符號(hào)定時(shí)誤差，t

表示采樣誤差，f

,Tu s

,Tsym

分別表示有效數(shù)據(jù)符號(hào)長(zhǎng)度，采樣間隔和整個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度（包括保護(hù)間隔。接收機(jī)首先去掉符號(hào)中的保護(hù)間隔，然后將信號(hào)送入FFT，經(jīng)過(guò)FFT第j個(gè)符號(hào)的第k個(gè)載波的解調(diào)數(shù)據(jù)可以表示如下:Y(j)X

(j)

ej(

d2k

2fT

)I

（3-4）k k

T tT T u u

symk k這里k（ICI

表示噪聲]k我們首先分析符號(hào)同步。符號(hào)同步是接收機(jī)解調(diào)的第一步，其作用是判定符號(hào)的起始位置，只有得到了正確的符號(hào)起始位置接收機(jī)才能正確解調(diào)信號(hào)。符號(hào)同步誤差是指符號(hào)估計(jì)位置和正確位置的誤差，表現(xiàn)為載波相位的改變，在第k個(gè)載波相位改變?nèi)缦拢?kT

（3-5）k T du我們可以發(fā)現(xiàn)相位改變值與載波位置成正比?；冢校涡蛄械姆?hào)同步使用PNOFDMPNOFDMPN序列形成訓(xùn)練符號(hào)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單；另一種方法是在頻域插入PN序列形成訓(xùn)練符PN對(duì)于一個(gè)OFDMx(k)y(k以表示為：Ny(kx(k)e[jk)]n(k) （3-6）第一種PN序列結(jié)構(gòu)，如圖3.1所示，其符號(hào)長(zhǎng)度與數(shù)據(jù)符號(hào)長(zhǎng)度相同為N一個(gè)長(zhǎng)度為Ｎ的符號(hào)的偶數(shù)位置插入PN序列，在其奇數(shù)位置插入零，經(jīng)過(guò).I.I..r....r..就可以得到所需要的訓(xùn)練符號(hào)。圖3.1PN序列結(jié)構(gòu)為了得到符號(hào)同步我們可以將前后半個(gè)符號(hào)共扼相乘并且累加，這樣將在正確的符號(hào)同步位置產(chǎn)生一個(gè)尖銳的相關(guān)峰。我們使用以下量度來(lái)搜索這一峰值。M)M)(R)2其中： p)/21yk)ykN/2)k0R)/21K0

kN/

（3-7）尤其當(dāng)信噪比降低時(shí)，其相關(guān)峰將會(huì)在頂峰處出現(xiàn)一段平坡，使得峰值模糊，從而造成符號(hào)同步估計(jì)誤差。為了改善頂峰處平坡的量度，第二種PN序列結(jié)構(gòu)使用四段長(zhǎng)度相同的度相同為Ｎ，結(jié)構(gòu)見(jiàn)下圖：圖3.2PN序列結(jié)構(gòu)其中B由長(zhǎng)度為N/4的PN序列經(jīng)過(guò)IFFT得到，我們使用如下的量度搜索符.I.I..r....r..號(hào)同步：其中：

M)2(R)2p)1/41ykmN/2)ykmN2(R)2m0k0R)1/41m0K0

kmN/2N/2（3-8）其峰值由于引進(jìn)了兩段PN序列的相反數(shù)使得在正確的符號(hào)同步位置出現(xiàn)峰值，其兩側(cè)的累加值迅速下降，避免了平坡的出現(xiàn)，使得符號(hào)同步估計(jì)的正確性大大提高。與其他一些符號(hào)同步結(jié)構(gòu)相比，使用PN度高的特點(diǎn)，這就使得無(wú)線移動(dòng)接收成為可能（例如WLAN。但是訓(xùn)練符號(hào)的制。基于循環(huán)前綴的符號(hào)同步基于循環(huán)前綴同步完全利用一個(gè)符號(hào)的循環(huán)前綴部分與末尾部分的相關(guān)性在時(shí)域進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算得到。設(shè)一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)有用信號(hào)長(zhǎng)度為N，循環(huán)前綴為L(zhǎng)，

小于循環(huán)前綴的時(shí)間，同時(shí)要求數(shù)據(jù)的隨機(jī)性良好，連續(xù)符號(hào)不max相關(guān)否則誤同步概率增加。當(dāng)起始位置落在循環(huán)前綴內(nèi)時(shí)，信號(hào)是以N行周期擴(kuò)展，令接收信號(hào)為r(nniN，計(jì)算r(n與r(nN的差，如果nr(nr(nN0(l)LM(nl)r(nNl), l,...,N1 （3-）n0顯然有(l)0，令同步時(shí)對(duì)應(yīng)的時(shí)刻為L(zhǎng)0

，Lmin

min

L

max

/T時(shí)刻就是時(shí)域同步需要找到的一個(gè)符號(hào)的起始同步位置，l是以NL為周期取到的最小值。令(l))，正確同步概率可以用概率分布函數(shù)表示：pPp{(l)p

min(l),lN越小，正確同步概率越大[20]。頻域同步OFDM傳輸對(duì)載波頻率偏差（CFO）非常敏感，由于OFDM系統(tǒng)采用分塊傳輸，其傳輸信號(hào)為時(shí)域受限信號(hào)，與其相對(duì)應(yīng)的子載波的頻譜在頻域內(nèi)無(wú)限擴(kuò)展。若時(shí)域?yàn)榫匦未?，則頻譜為Sinc函數(shù)，并且各子載波的頻譜互相交叉重疊。在沒(méi)有頻率偏差的情況下，頻率間的正交性得以維持。若接收信號(hào)與傳輸信號(hào)之間存在頻率偏移，則破壞了子載頻間的正交性，從而降低了子載波上有用信號(hào)的幅度。而子載波上損失的能量作為干擾信號(hào)泄漏到其它子載波。下面就來(lái)分析多徑衰落信道下載波偏移對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響[21]。f歸一化為，接收端的輸入信號(hào)經(jīng)解調(diào)后為：y dIk x0其中

N1m0,mk

I Nmkm

kN1 （3-10）I sin((n))

expj

1)(n)

（3-11）n NsinN

(N) N D L1hk li0

ej2/ldk （3-1）設(shè)傳輸數(shù)據(jù)的均值為0且統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，則有用信號(hào)的能量與ICI信號(hào)的能量比為：CIR

N

(DkEI

E202

I202 N1II20

（3-13）m0,mk

km

1l1式（3-13）是歸一化頻率的函數(shù)，系統(tǒng)對(duì)頻偏非常敏感，要保持CIR20db，系統(tǒng)頻偏不得大于5%。非常多。一類(lèi)是利用導(dǎo)頻信號(hào)或訓(xùn)練序列完成OFDM載波同步，這種方法性能1/2。無(wú)線信道的時(shí)變性以及多普勒頻移當(dāng)移動(dòng)臺(tái)在運(yùn)動(dòng)中進(jìn)行通信時(shí)，接收信號(hào)的頻率會(huì)發(fā)生變化，稱(chēng)為多普勒效應(yīng)，這是任何波動(dòng)過(guò)程都具有的特性。以可見(jiàn)光為例，假設(shè)一個(gè)發(fā)光物體在遠(yuǎn)處以固定的頻率發(fā)出光波，我們可以接收到的頻率應(yīng)該是與物體發(fā)出的頻率相同。現(xiàn)在假定該物體開(kāi)始向我們運(yùn)動(dòng)，但光源發(fā)出第二個(gè)波峰時(shí)，它距我們的距離應(yīng)該要比發(fā)出第一個(gè)波峰的時(shí)候要近，這樣第二個(gè)波峰達(dá)到我們的時(shí)間要小于第一個(gè)波峰到達(dá)我們的時(shí)間，因此這兩個(gè)波峰到達(dá)我們的時(shí)間間隔變小了，與此相應(yīng)我們接收到的頻率就會(huì)增加。相反，當(dāng)發(fā)光物體遠(yuǎn)離我們而去的時(shí)候，我們接收到的頻率就要減小，這就是多普勒效應(yīng)的原理。在天體物理學(xué)中，天文學(xué)家利用多普勒效應(yīng)可以判斷出其它星系的恒星都在遠(yuǎn)離我們而去，從而得出宇宙是在不斷膨脹的結(jié)論。這種稱(chēng)為多普勒效應(yīng)的頻率和速度的關(guān)系是我們?nèi)粘Ｊ煜さ?，例如我們?cè)诼愤吢?tīng)消防車(chē)警報(bào)的聲音：當(dāng)消防車(chē)行駛方向靠近我們時(shí)，其警報(bào)音調(diào)變高（對(duì)應(yīng)頻率增加（應(yīng)頻率降低。信道的時(shí)變性是指信道的傳遞函數(shù)是隨時(shí)間而變化的，即在不同的時(shí)刻發(fā)送相同的信號(hào)，在接收端收到的信號(hào)是不相同的。時(shí)變性在移動(dòng)通信系統(tǒng)中的具體體現(xiàn)之一就是多普勒頻移，即單一頻率信號(hào)經(jīng)過(guò)時(shí)變衰落信道之后會(huì)呈現(xiàn)為具有一定帶寬和頻率包絡(luò)的信號(hào)，這又可以稱(chēng)為信道的頻率彌散性（frequencydispersion）.多普勒效應(yīng)所引起的附加頻率偏移可以稱(chēng)為多普勒頻移（DopplerFrequencyShift，可以用下式表示：fcosfccosd c

fcos （3-14）m其中f

表示載波頻率，c表示光速，fc

表示最大多普勒頻移，v表示移動(dòng)m臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速度?？梢钥吹?，多普勒頻移與載波頻率和移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度成正比。從時(shí)域來(lái)看，與多普勒頻移相關(guān)的另一個(gè)概念就是相干時(shí)間，即：f(T) 1fcm

(3-15)相干時(shí)間是信道沖激響應(yīng)維持不變的時(shí)間間隔的統(tǒng)計(jì)平均值。換句話說(shuō)，相干時(shí)間就是指一段時(shí)間間隔，在此間隔內(nèi)，兩個(gè)到達(dá)信號(hào)有很強(qiáng)的幅度相關(guān)性。如果基帶信號(hào)帶寬的導(dǎo)數(shù)大于無(wú)線信道的相干時(shí)間，那么信號(hào)的波形就可能會(huì)發(fā)生變化，造成信號(hào)的畸變，產(chǎn)生快衰落；反之則認(rèn)為是慢衰落]信道估計(jì)3db道估計(jì)算法的性能以及復(fù)雜度而成為研究的熱點(diǎn)。信道估計(jì)的常用方法OFDM系統(tǒng)中接收器收到的信號(hào)可表示為：r(n)s(n)h(nw(n) s(n)為發(fā)送數(shù)據(jù)序列，h(n)為信道脈沖響應(yīng)序列，w(n)列，假設(shè)為理想同步，刪除CP后的接收信號(hào)經(jīng)FFT解調(diào)輸出為：R(k)FFT{r(n)}H(k)P(k)H(k)D(k)W(k) (3-17)P(k)D(k)分別是數(shù)據(jù)信號(hào)序列和導(dǎo)頻信號(hào)序列，可見(jiàn)慢時(shí)變信道對(duì)信號(hào)確地估計(jì)出信道響應(yīng)，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行均衡，就可得到準(zhǔn)確的解調(diào)信號(hào)。在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要面臨兩個(gè)問(wèn)題。其一是關(guān)于導(dǎo)頻信息（PilotInformation）OFDM（LS誤差法（MMSE）和反饋估計(jì)法。信道內(nèi)插是指根據(jù)導(dǎo)頻估計(jì)得到的信道傳遞函數(shù)進(jìn)行內(nèi)插，得到有效頻帶內(nèi)各頻點(diǎn)的信道傳遞函數(shù)]導(dǎo)頻形式的選擇需要不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送。決定導(dǎo)頻形式的最重要的參數(shù)是最小相關(guān)時(shí)間（大相對(duì)速度（取決于信道最大多徑時(shí)延因素的折衷。實(shí)際傳輸?shù)男诺捞匦酝ǔＪ遣恢赖?，為了使信道估?jì)簡(jiǎn)單和很強(qiáng)的適應(yīng)能力，要考慮多普勒頻移和信道最大時(shí)延處于最壞的情況，插入足夠的導(dǎo)頻以便跟.I.I..r....r..還要考慮硬件性能的變化如振蕩頻率的漂移和相位噪聲。常用的導(dǎo)頻形式有以下幾種：圖3.3常用的幾種導(dǎo)頻形式圖3.（）是梳狀的導(dǎo)頻形式[2] 導(dǎo)頻信號(hào)均勻地分布于每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)，即每個(gè)符號(hào)具有相同的導(dǎo)頻信號(hào)，假如這兩種導(dǎo)頻形式的有效載荷相同，梳狀的導(dǎo)頻形式有較高的重復(fù)傳輸率，在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)，只有一些子載波包含有導(dǎo)頻信號(hào)，數(shù)據(jù)信息信道響應(yīng)的估計(jì)可以通過(guò)相鄰導(dǎo)頻子載波獲得。因而，它適合于快衰落信道。這種形式相對(duì)于塊狀的導(dǎo)頻形式來(lái)說(shuō)對(duì)頻率選擇性衰落是敏感的，也就是說(shuō)導(dǎo)頻信號(hào)的在頻率方向上的間隔應(yīng)比信道的相關(guān)帶寬小得多。圖3-3（b）是塊狀的導(dǎo)頻形式，在某一特定的OFDM符號(hào)內(nèi)全是導(dǎo)頻信號(hào)，導(dǎo)頻信號(hào)是周期性發(fā)送的，這種形式特別適合于慢衰落信道，因?yàn)樵谀骋粋€(gè)符號(hào)內(nèi)的子載波全都是導(dǎo)頻，信道內(nèi)插不需在頻率方向上進(jìn)行，相對(duì)于頻率選擇性衰落不敏感。圖3-3（c）是矩形導(dǎo)頻形式，導(dǎo)頻信號(hào)均勻的分布于時(shí)間和頻率兩個(gè)方向上，它比前兩種形式可用較少的導(dǎo)頻數(shù)，并且具有較好的性能，它能更好的跟蹤信道的變化。如將以上幾種方式混合使用，可以達(dá)到更好的效果。LS設(shè)信道響應(yīng)為h，初始信號(hào)和接受到的信號(hào)分別為x，y，則：yy(2),...,y(n)}x{x(1),x(2),...,x(n)}hh(2),...,h(n)} (3-18)yxh，頻域相應(yīng)的對(duì)應(yīng)關(guān)系為YXH即要求出信道響應(yīng)hH。y(ts(thn(t是觀察樣本，它包含了有用信號(hào)S(th以及干擾信號(hào)n(t，其中h(h,h,

)是被估計(jì)的隨機(jī)參量。假設(shè)得到的觀測(cè)樣本是：1 2 N1 2 YN,其中Y,Y,i,Y 是從(1,T)時(shí)間區(qū)間對(duì)觀測(cè)樣本 y(t)1 2 樣得到的。所以我們要做的就是根據(jù)Y采用某種估計(jì)準(zhǔn)則對(duì)h進(jìn)行估計(jì)的問(wèn)題。假定h是矢量，每次觀測(cè)滿足Yi

XhNi

，進(jìn)行M次觀測(cè)，如果M次觀測(cè)中隨機(jī)矢量h的值不變。

h,h

,i,h

T

是矩陣；iN 是噪聲。i

1 2 N i由YXhN得，LS估計(jì)的代價(jià)函數(shù)為： ?T ?P(h?)

XhXh= Y XTYXYX TYX Y X TY X 1 1 1

2 2 2

M M M M（3-19）將上式中每一項(xiàng)展開(kāi)：Y

X X

(i)

X (i)X12

(i) ? i1

1 Y 21

X22(i)X2n(i)

(3-20)Yi2X

h2i i

Y ? iqi

Xqi1

(i)

X (i)Xq qi2

(i) h N可以得到：P(?)M

qiYik

(X

X X )2k1 1 k2 2 kn ni1k1LS估計(jì)就是要使得以上估計(jì)最小。下面我們來(lái)求出這個(gè)值。首先，求上式左端的偏導(dǎo)數(shù)。

(3-21)P(?)

?T

? （3-22）? ?Y

Y

2X

Y 令上式等于零，得到 XTYXhls

0 (3-23)當(dāng)XT

X時(shí)，則ls

XT

1XT

(3-24)X，不需要其它的先hY就是最小二乘估計(jì)最大的優(yōu)勢(shì)。也是它得到廣泛應(yīng)用最大的原因。LS準(zhǔn)則的目標(biāo)是使式（3-19）最小，在頻域高斯獨(dú)立子信道的假定之下，LS估計(jì)就可以簡(jiǎn)單的表示成除法，LS準(zhǔn)則的信道估計(jì)為：? XYLS

(3-25)由上面的分析可得LS準(zhǔn)則估計(jì)得到的信道響應(yīng)為：? XYX1(XHn)HX1n (3-26)LS由此得到信道估得期值為：E?LS

H (3-27)見(jiàn)LS為無(wú)偏估計(jì)[25]。 E(?LS

H)H(? HLS

E(X1n)H(X

（3-28）MMSE信道估計(jì)算法H表示信道實(shí)際值，帶尖角的表示信道估計(jì)值。那么誤差為：eH(3-29)其MSE為： PEe2 H

2 ?H?HH

(3-30)MMSE準(zhǔn)則的目標(biāo)是使均方差E

(?H)(?H)H 最小，其中E ?

?H)H

E

? H ， ~為(H

H)

h)

(hh) DFTH~h。得到MMSE的估計(jì)值為[26：? ?

F ~HXHY （3-31）MMSE MMSE MMSE ~ ~ ~ ~

（3-32）FMMSE

R (QHXHXQ)1(QHXHXQ)1hhMMSE（MSE）統(tǒng)計(jì)，但不要求詳細(xì)的分布。但是一般的無(wú)線信道中關(guān)于信道信息的二階統(tǒng)計(jì)一般是未知的，特別是在比較復(fù)雜的應(yīng)用環(huán)境中信道可能隨時(shí)都在變化要得到準(zhǔn)確的信道統(tǒng)計(jì)知是很困難的，因此它的應(yīng)用也有一定的難度。本章小結(jié)若OFDM系統(tǒng)要在頻率選擇性衰弱信道下獲得到較好的性能，解調(diào)系統(tǒng)必OFDM傳輸對(duì)載波頻率偏差非常敏感，在沒(méi)有頻率偏差的情況下，頻率間的正交性得以維持。若接收信號(hào)與傳輸信號(hào)之間存OFDM道估計(jì)算法包括最小二乘法（LS，最小均方誤差法（MMSE）和反饋估計(jì)法。常用的導(dǎo)頻形式有梳狀的導(dǎo)頻形式，塊狀的導(dǎo)頻形式和矩形導(dǎo)頻形式。梳狀導(dǎo)頻形式：導(dǎo)頻信號(hào)均勻地分布于每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)，即每個(gè)符號(hào)具有相同的導(dǎo)頻信號(hào)，它適合于快衰落信道，但對(duì)頻率選擇性衰落敏感。塊狀導(dǎo)頻形式：在某一特定的OFDM符號(hào)內(nèi)全是導(dǎo)頻信號(hào)，這種形式特別適合于慢衰落信道，對(duì)于頻率選擇性衰落不敏感。矩形導(dǎo)頻形式：導(dǎo)頻信號(hào)均勻的分布于時(shí)間和頻率兩個(gè)方向上，它比前兩種形式可用較少的導(dǎo)頻數(shù)，并且具有較好的性能，它能更好的跟蹤信道的變化。MMSE估計(jì)是在均方誤差（MSE）最小準(zhǔn)則意義上的最佳濾波器。一般的無(wú).I.I..r....r..線信道中關(guān)于信道信息的二階統(tǒng)計(jì)知識(shí)一般是未知的，特別是在比較復(fù)雜的應(yīng)用環(huán)境中信道可能隨時(shí)都在變化。要得到準(zhǔn)確的信道統(tǒng)計(jì)知識(shí)是很困難的，因此它的復(fù)雜度高。LS估計(jì)復(fù)雜度低，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但性能不如MMSE估計(jì)。第4章 不同編碼及調(diào)制方式下OFDM仿真分析仿真軟件簡(jiǎn)介及其在通信領(lǐng)域的應(yīng)用MATLAB/SIMULINK概述MATLAB是Mathworks公司推出的一套高性能數(shù)值計(jì)算軟件。MATLAB是矩陣實(shí)驗(yàn)室（MartixLaboratory）之意。MATLAB除具備卓越的數(shù)值計(jì)算能力外，它還提供了專(zhuān)業(yè)水平的符號(hào)計(jì)算、文字處理、可視化建模仿真和實(shí)時(shí)控制等MATLAB的形式十分相似，因此用MATLABCFORTRAN等語(yǔ)言完成相同的事情簡(jiǎn)捷得多[27]。MATLABMATLAB的一大特點(diǎn)是提供了很多專(zhuān)的功能越來(lái)越強(qiáng)大，控制、[29]。不斷適應(yīng)新的要求提出新的解決方法?？梢灶A(yù)見(jiàn)，MATLABSimulink是MATLABMATLABMATLAB無(wú)縫連接，使得用戶可以利用MATLAB監(jiān)控仿真結(jié)果。總體而言，Simulink的特點(diǎn)包括：基于矩陣的數(shù)值計(jì)算、圖形與可視化、工具箱提供了面向具體應(yīng)用領(lǐng)域的功能以及開(kāi)放與可擴(kuò)展的體系結(jié)構(gòu)等[30]。MATLAB/SIMULINK進(jìn)行通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)在通信領(lǐng)域MATLABMATLAB而且在結(jié)果的觀測(cè)和數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)方面也比傳統(tǒng)的方式有很多優(yōu)勢(shì)，因而在通信系統(tǒng)仿真領(lǐng)域得到了越來(lái)越多的應(yīng)用。作為Simulink如CommunicationBlockset和等。通過(guò)使用Simulink、Blockset，用戶可以快速、準(zhǔn)確地仿真系統(tǒng)中的每一部分行為，包括通信協(xié)議和同步循環(huán)，信道特性等[31]。編碼對(duì)OFDM.I.I..r....r..OFDM基帶系統(tǒng)框圖為了在后面對(duì)具體的不同條件下的OFDM系統(tǒng)進(jìn)行動(dòng)態(tài)仿真，我們首先據(jù)前面章節(jié)介紹的OFDM系統(tǒng)的基本原理、關(guān)鍵技術(shù)等知識(shí)，按照前面所述系統(tǒng)仿真設(shè)計(jì)自上而下的策略，給出OFDM系統(tǒng)的整體性結(jié)構(gòu)框圖。系統(tǒng)框中的每一部分的仿真模型都可以通過(guò) Simulink的子系統(tǒng)模型來(lái)建立，即在Simulink中選擇相應(yīng)的模塊封裝成相應(yīng)的子系統(tǒng)，這樣的設(shè)計(jì)為仿真時(shí)對(duì)系統(tǒng)行分析、調(diào)試和診斷等提供了很大的方便。仿真模型是建立在基帶傳輸?shù)幕A(chǔ)上的，這是因?yàn)檩d波傳輸系統(tǒng)可以進(jìn)行低通等效，圖4.1所示為OFDM基帶系統(tǒng)框圖。圖4.1OFDM基帶系統(tǒng)框圖在Simulink仿真模型中，省略了D/AA/D于幀（frame-based）的形式，且瑞利衰落信道模塊在Simulink較新版本中僅（Simulink5.0等較早版本中，此模塊接受標(biāo)量值輸入仿真分析圖4.2所示為OFDM系統(tǒng)的仿真模型，圖中的OFDM號(hào)發(fā)生器；系統(tǒng)流程如下：二進(jìn)制數(shù)據(jù)產(chǎn)生RS編碼進(jìn)制16QAM調(diào)制加入導(dǎo)頻變換加循環(huán)前綴瑞利衰落信道加性高斯白噪聲信道移除循環(huán)前綴信道估計(jì)16QAM解調(diào)二進(jìn)制RS解碼誤比特率計(jì)算。圖4.2調(diào)制方式為16QAM的OFDM系統(tǒng)的仿真模型其中模塊設(shè)置及主要參數(shù)如下：伯努利信號(hào)發(fā)生器模塊：隨機(jī)產(chǎn)生0,1信號(hào)，出現(xiàn)機(jī)率均為50%。RS編碼模塊：采用（15,11）編碼。二進(jìn)制轉(zhuǎn)換模塊：4位二進(jìn)制轉(zhuǎn)換為一位十六進(jìn)制。16QAM模塊：將星座圖設(shè)為方形或圓形。選用圓形時(shí)，將星座圖設(shè)為：SingalConstellationexp(

n（4-1）1616PSK1WSimulink調(diào)制模塊中選擇即可。導(dǎo)頻產(chǎn)生模塊：導(dǎo)頻由PN序列發(fā)生器產(chǎn)生，經(jīng)過(guò)單級(jí)雙極轉(zhuǎn)換，產(chǎn)生只包含1和-1的偽隨機(jī)序列。如圖4.3所示。圖4.3導(dǎo)頻產(chǎn)生模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖OFDMCP=16與FFT均為64點(diǎn)，為方便比較，在IFFT與FFTN化只需分別乘以和除以8。即Gain 。如圖4.4所示。N圖4.4OFDM信號(hào)模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖瑞利衰落信道模塊：將多普勒頻移設(shè)為200Hz，2徑，時(shí)延分別為0,3s。延采用LS算法（詳見(jiàn)3.2.3節(jié)，先比較導(dǎo)頻進(jìn)過(guò)傳輸前后的幅度及相位變化，得到信道響應(yīng)，取信道響應(yīng)的倒數(shù)，與接收信號(hào)相乘，得到估計(jì)值。將導(dǎo)頻產(chǎn)生部分與圖4.3進(jìn)行比較，可以看出，只要將這兩部分的PN序列發(fā)生器的頻率和生成多項(xiàng)式應(yīng)用相同設(shè)置，即可保證產(chǎn)生相同序列。如圖4.5,4.6所示（分別對(duì)應(yīng)4.2ChannelEstimation模塊和ChannelCompensation模塊。圖4.51圖4.5圖4.6經(jīng)過(guò)Simulink仿真，圖4.2所示的仿真模型得到結(jié)果如圖4.7所示。圖中四.I.I..r....r..條線分別表示星座圖為方形和圓形的16QAM在RS編碼前后的誤碼率曲線。根據(jù)圖4-7可以看出：１．在Eb

/N時(shí)，曲線下降趨緩；0２．經(jīng)過(guò) RS編碼誤碼率明顯降低， Eb

/N時(shí)，方形星座圖016QAM比未經(jīng)過(guò)編碼的情況下降低約9.4dB，圓形星座圖16QAM比未經(jīng)過(guò)編碼的情況下降低約6.1dB；３．方形星座圖的性能好于圓形，最多達(dá)6.7dB，這主要是因?yàn)槠骄β氏嗟鹊那闆r下，方形16QAM相鄰信號(hào)距離超過(guò)圓形16QAM（與16PSK相同）3.37dB；（b

N20dB0Eb

N0

編碼前后誤比特率約為0.007338和0.0008299，圓形星座圖16QAM編碼前后誤比特率約為0.01594和0.003912，與下圖對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，雖然誤比特率有不同程度的降低，但上述提到編碼與圖形對(duì)比分別為9.4dB、6.1dB和6.7dB仍然保持不變。.I.I..r....r..圖4.7經(jīng)過(guò)16QAM調(diào)制的OFDM信號(hào)誤碼率曲線不同調(diào)制方式下OFDMQPSK仿真模型及分析OFDM系統(tǒng)常用的調(diào)制方式有QPSK,16QAM，64QAM等，下面對(duì)這幾種調(diào)制方式進(jìn)行仿真，仿真模型如圖4.8所示。圖4.8調(diào)制方式為QPSK的OFDM系統(tǒng)的仿真模型圖4.8為調(diào)制方式為QPSK的仿真圖，16QAM與64QAM的仿真圖參見(jiàn)圖4.2。其中模塊設(shè)置及主要參數(shù)如下（僅列出與圖4.2的主要區(qū)別，其他設(shè)置及參4-2：伯努利信號(hào)發(fā)生器模塊：為便于比較，系統(tǒng)中保持傳碼率不變，而三種調(diào)試方式的不同使得相應(yīng)的伯努利信號(hào)發(fā)生器的頻率發(fā)生改變，QPSK與16QAM，64QAM相比頻率降低。二進(jìn)制RS（15,111（圖中InputRSEncoder模塊Simulink的LookUnderMaskRS編碼，轉(zhuǎn)為二進(jìn)制數(shù)等過(guò)程（如圖4.9在44圖4.9BinaryInputRSEncoder模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)QPSKSimulinkDiscrete-TimeScatterPlotScope4.101。在16QAM64QAMAveragePower=1Watt即可。圖4.10QPSK,16QAM和64QAM星座圖經(jīng)過(guò)Simulink仿真，圖4.8所示的仿真模型得到結(jié)果如圖4.11所示。圖中三條線分別表示在QPSK16QA64QAM4.11Eb明顯：

N的時(shí)候下降較快，E/N時(shí)變化不0 b 0Eb其次是16QAM，64QAM

N情況下，QPSK誤比特率最低，性能最好，0最低，所以在實(shí)際傳輸中，應(yīng)當(dāng)在信道增益高時(shí)選擇高階調(diào)制，信道增益低時(shí)選擇低階調(diào)制。圖4.11三種調(diào)試方式下OFDM仿真分析BER誤差原因分析如圖4.11所示，QPSK曲線在Eb

/N時(shí)出現(xiàn)了一些不規(guī)則的波0.I.I..r....r..動(dòng)，在Eb

/NBERE0 b

N增大的情況。0這主要是此時(shí)

E/Nb

已經(jīng)不是誤比特率變化的主要因素，實(shí)際上即使在E/NEb 0

/N50dB相比BER降低幅度也在05%以下；造成不規(guī)則的波動(dòng)的原因有以下幾點(diǎn)：首先，偶然因素在低BER的情況下產(chǎn)生了更大的影響當(dāng)BER10 4數(shù)量級(jí)時(shí)百萬(wàn)位數(shù)據(jù)產(chǎn)生的錯(cuò)誤也只有不到一百個(gè)，這時(shí)候2-3個(gè)錯(cuò)誤都會(huì)對(duì)結(jié)果產(chǎn)生可見(jiàn)的影響；其次，仿真時(shí)間的Seed）實(shí)際上產(chǎn)生的是偽隨機(jī)數(shù)，即當(dāng)初始種子相同而其他條件不變時(shí)，產(chǎn)生的總是同一個(gè)結(jié)果。４．４本章小結(jié)Simulink是MATLABMATLABMATLAB無(wú)縫連接，使得用戶可以利用MATLAB監(jiān)控仿真結(jié)果?？傮w而言，Simulink的特點(diǎn)包括：基于矩陣的數(shù)值計(jì)算、圖形與作為SimulinkMathWorks如CommunicationBlockset和DSPBlocksetSimulinkBlockset，用戶可以快速、準(zhǔn)確地仿真系統(tǒng)中的每一部分行為，包括通信協(xié)議和同步循環(huán)，信道特性等。本章討論了如何構(gòu)建完整的OFDMSimulink給出了OFDM仿真系統(tǒng)框圖，確定搭建系統(tǒng)的主要參數(shù)，并對(duì)主要模塊的構(gòu)建方式進(jìn)行了說(shuō)明；就信道編碼及不同調(diào)制方式對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響進(jìn)行了全面的仿真分析和比較，對(duì)誤比特率產(chǎn)生的不規(guī)則波動(dòng)進(jìn)行了分析。第5章 瑞利衰落信道對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析COST-207多徑信道模型COST-207模型中規(guī)定了4個(gè)不同的多普勒頻譜。首先定義G(f)Aexp(然后定義下面的類(lèi)型：

(ff12f22

)2)

（5-1）CLASS是經(jīng)典多普勒譜，用于多徑時(shí)延不超過(guò)500ns(CLASS)Sgg

(f)

ffm

（5-2）1(f/1(f/f)2m況，其中A1

比A小10dB。(GAUS1)Sgg

(f)G(A,0.8fm

,0.05fm

)G(A,0.4f1

,0.1fm

) （5-3）GAUS22000ns其中B1

比B小10dB。(GAUS2)Sgg

(f)G(B,0.7fm

,0.1fm

)G(B1

,0.4fm

,0.15fm

) （5-4）(4)RICE是經(jīng)典多普勒譜與最短路徑的反射路徑的合成。(RICE)Sgg

(f) 0.41

(f0.7fm

) ffm

（5-5）1(f/f)2m m（PD模型中給出了四種典型環(huán)境下的PDPPDP荷蘭、瑞典和瑞士進(jìn)行的大量實(shí)驗(yàn)測(cè)量所評(píng)估。這四種典型環(huán)境是：鄉(xiāng)村地區(qū)（RA、典型市區(qū)（T1(f/f)2m m表5-1（沒(méi)有山坡）鄉(xiāng)村地區(qū)（RA）的參數(shù)抽頭號(hào)延遲/s功率/dB多普勒頻移10-0RICE20.2-2CLASS30.4-10CLASS40.6-20CLASS表5-2（沒(méi)有山坡）典型市區(qū)（TU）的參數(shù)表抽頭號(hào)延遲/s功率/dB多普勒頻移10-3CLASS20.20CLASS30.6-2GAUS141.6-6GAUS152.4-8GAUS265.0-10GAUS2表5-3（有山坡的）惡劣市區(qū)（BU）的參數(shù)抽頭號(hào)延遲/s功率/dB多普勒頻移10-3CLASS20.40CLASS31.0-3GAUS141.6-5GAUS155.0-2GAUS266.6-4GAUS2表5-4山區(qū)地形（HT）的參數(shù)抽頭號(hào)延遲/s功率/dB多普勒頻移100CLASS20.2-2CLASS30.4-4GAUS140.6-7GAUS1515-6GAUS2617.2-12GAUS2下面進(jìn)行的仿真就是按照上述的COST-207多徑信道模型標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行參數(shù)設(shè)置。COST-207典型城市模型下的仿真分析仿真采用的調(diào)制方式為16QAM，仿真模型參考圖4.2。不同之處有以下幾點(diǎn)：E/Nb

固定為5dB；瑞利衰落信道為六徑，參數(shù)選擇參照表5-2。.I.I..r....r..圖5.1多普勒頻移對(duì)OFDM系統(tǒng)的影響仿真結(jié)果如圖5.1所示。由于仿真參考的COST-207模型為實(shí)際模型，在IFFT/FFT前進(jìn)行歸一化處理。在仿真過(guò)程中，可以觀察到隨著多普勒頻移的增加誤比特率增大，多普勒頻移等于20Hz（相當(dāng)于使用2GHz頻段，移動(dòng)速度10.8km/h）與200Hz（相當(dāng)于使用2GHz頻段，移動(dòng)速度108km/h）時(shí)，BER相差約7.8dB。仿真過(guò)程中觀察到頻率響應(yīng)與脈沖響應(yīng)如圖5.2與5.3所示。圖5.2圖5.3本章小結(jié)（PD不同多徑時(shí)延下，多徑功率的取值。COST-207.I.I..r....r..PDP或抽頭權(quán)重和多普勒頻譜。它給出的PDP和瑞士進(jìn)行的大量實(shí)驗(yàn)測(cè)量所評(píng)估。這四種典型環(huán)境是：鄉(xiāng)村地區(qū)（RA市區(qū)TU、惡劣市區(qū)BU、山區(qū)地形（HT。參考COST-207多徑信道模型中的典型城市模型，深入全面研究了瑞利衰落信道對(duì)OFDM通信系統(tǒng)性能的影響，對(duì)影響系統(tǒng)性能的因素進(jìn)行了分析，根據(jù)仿真結(jié)果得出不同多普勒頻移時(shí)OFDM系統(tǒng)性能比較圖，對(duì)COST-207典型城市模型下OFDM系統(tǒng)性能仿真進(jìn)行了有益的嘗試。第6章 導(dǎo)頻比對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析導(dǎo)頻比（塊狀導(dǎo)頻）對(duì)OFDM系統(tǒng)模型（PilotRatio）是指導(dǎo)頻個(gè)數(shù)與總的OFDM子載波個(gè)數(shù)之比，簡(jiǎn)稱(chēng)PRPR的導(dǎo)頻比需要對(duì)上述兩者有全面的考慮，達(dá)到綜合性能最佳。本節(jié)對(duì)OFDM系統(tǒng)中使用塊狀導(dǎo)頻的情況進(jìn)行了仿真分析。其中模塊設(shè)置及主要參數(shù)如下（僅列出與圖4.24.2：與PR=1/2PR=1/2OFDM信號(hào)模塊：由于PR值的變化，導(dǎo)致模塊結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，如圖6.1所示?？膳c圖4.4進(jìn)行對(duì)比。.I.I..r....r..圖6.1OFDM信號(hào)模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖（PR=1/4）信道補(bǔ)償模塊：由得到的信道估計(jì)對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償，圖6.2所示為PR=1/3的情況，其他模塊也要隨著PR的變化而重新設(shè)置參數(shù)或調(diào)整模型，在此不再贅述。圖6.2信道補(bǔ)償模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖（PR=1/3）仿真分析以下就PR對(duì)OFDMFrequencyShift。其中導(dǎo)頻比選擇了PR=1/2PR=1/3PR=1/4三種情況，多普勒頻移選擇了6.3至圖6.6圖6.3不同導(dǎo)頻比條件下的系統(tǒng)性能（DFS=10Hz）圖6.4導(dǎo)頻比條件下的系統(tǒng)性能（DFS=50Hz）圖6.5不同導(dǎo)頻比條件下的系統(tǒng)性能（DFS=100Hz）圖6.6不同導(dǎo)頻比條件下的系統(tǒng)性能（DFS=200Hz）由以上四圖，可以得出：當(dāng)PR速增加；當(dāng)多普勒頻移增加時(shí)，誤比特率也隨之增加；在E/Nb

較小時(shí)，加性高斯白噪聲對(duì)性能起主導(dǎo)作用，以至于ICI(InterChannelE/Nb 0較大時(shí)，ICI對(duì)性能起主導(dǎo)作用，形成了誤比特率底限，此時(shí)Eb不降低誤比特率；

N增大幾乎0當(dāng)多普勒頻移為10Hz時(shí)，按照所用頻率為2GHz1.5m/s（5.4km/h，這大概相當(dāng)于步行速度。在這種值在分別等于1/2,1/3,1/410dB,15dB,20dB.I.I..r....r..16；當(dāng)多普勒頻移為50Hz

27km/h，這大概相當(dāng)于較慢的汽車(chē)行駛速度。在E/N1/2b 01/3，BER1514，而PR=1/4時(shí)，性能稍差；100Hz15ms54km/h，COST-207頻比對(duì)OFDM系統(tǒng)影響的仿真分析的汽車(chē)行駛速度。此時(shí)僅PR=1/2時(shí)誤比特15（

E/N2dB的情況下；b 0．當(dāng)多普勒頻移為200Hz時(shí)，可以計(jì)算出相對(duì)移動(dòng)速度為30m/s（108km