用TOPSwitch器件設計的新穎單端正激式電源電路

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摘要：介紹了一種用TOPSwitch器件設計的新穎單端正激式電源電路。詳細分析了其電路設計方法，給出了主要參數(shù)的計算及實驗波形。關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計0引言TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（Three-terminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構(gòu)摘要：介紹了一種用TOPSwitch器件設計的新穎單端正激式電源電路。詳細分析了其電路設計方法，給出了主要參數(shù)的計算及實驗波形。關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計0引言TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（Three-terminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構(gòu)成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉(zhuǎn)換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現(xiàn)有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉(zhuǎn)換（電感電流不連續(xù)）和不完全能量轉(zhuǎn)換（電感電流連續(xù)）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數(shù)是截然不同的，動態(tài)分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發(fā)生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內(nèi)變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉(zhuǎn)換方式下都能穩(wěn)定工作。但是，要求同一個電路能實現(xiàn)從一種工作方式轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪环N工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續(xù)流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）圖1單端正激式變換器電源電路大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。2TOPSwitch在單端正激變換器中的應用由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。2.1電路結(jié)構(gòu)及工作原理本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結(jié)構(gòu)完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數(shù)為初級繞組匝數(shù)的2倍,即NS=2NP。TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。（a）等效電路（b）去磁電流波形圖2TOPSwitch器件關斷時的等效電路及去磁電流的波形若NS與NP是緊耦合，則，即VNP=VNS=E（2）VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371=556.5V<700V（3）2.2最大工作占空比分析按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有VNPon=VNPoff（4）式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。解式（4）得Dmax=1/3（5）為保險，取Dmax<=30％2.3去磁繞組電流分析改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為im(t)=Ism=DmaxT（6）式中：Lm為初級繞組勵磁電感。.當im(i)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為Ism=Ipm(7)式中：lc為磁路長度；Ipm為初級電流的峰值。根據(jù)圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為=dt=（8）Is==（9）下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數(shù)相等，則有Im1NP1=Im2NP2（10）式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數(shù)；NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數(shù)；設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有Im1=×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；Im2=×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數(shù)之比為（11）及（12）當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為Ism1=Im1=Im（13）Ism2=Im2=Im（14）將式（10）～（14）有關參數(shù)代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為=Im

Is1=0.408Im

（Dmax=0.5）≈0.29Im

Is2=0.483Im

（Dmax=0.3）從計算結(jié)果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。3

高頻變壓器設計由于外圍電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。3.1

磁芯的選擇按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據(jù)輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據(jù)有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。3.2

工作磁感應強度ΔB的選擇ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。3.3

初級繞組匝數(shù)NP的選取選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則NP===52.6取NP=53匝。.3.4

去磁繞組匝數(shù)NS的選取取NS=2NP=106匝。3.5

次級匝數(shù)NT的選取輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。NT===23.8取NT=24匝。3.6

偏置繞組匝數(shù)NB的選取取偏置電壓為9V，根據(jù)變壓器次級伏匝數(shù)相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。3.7

TOPSwitch電流額定值ICN的選取平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調(diào)整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。4

實驗指標及主要波形輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結(jié)果與理論分析是完全吻合的。圖3

輸入直流電壓E與漏源電壓VDS波形圖4

漏源電壓與去磁電流is波形5

結(jié)語TOPSwitch自上世紀90年代中期推出以來，以其外圍元件大大減少，成本低，電源設計簡化及完備的系統(tǒng)故障保護，而倍受低壓、小功率電源設計人員的青睞。TOPSwitch系列亦可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用，具有廣泛的應用前景。2021年7月25日第26卷第4期TelecomPowerTechnologyJul.25,2021,Vol.26No.4收稿日期:2021204222作者簡介:劉雪山(19812,男,吉林松原人,西南交通大學電氣工程學院碩士研究生,研究方向為開關電源技術(shù)及應用。楊靜(19832,女,重慶南川人,西南交通大學電氣工程學院碩士研究生,研究方向為開關電源技術(shù)及其品質(zhì)保證技術(shù)。文章編號:100923664(20210420045204設計應用開關電源的過載保護電路設計劉雪山1,楊靜1,張鴻儒2(1.西南交通大學電氣工程學院,四川成都610031;2.西南交通大學信息科學與技術(shù)學院,四川成都610031摘要:基于UC3842的反激式開關電源,文中從原理和實驗兩方面分析了恒功率控制和恒電流控制的過載保護電路,闡述了各自的特點,并提出了一種適用于短暫過載場合的延時鎖定關斷過載保護電路,實驗證明此電路工作于保護模式時開關元件無開關應力,為高峰值負載電源過載保護電路的設計提供了一種有效的方法。關鍵詞:開關電源;打嗝模式;開關應力;鎖定保護;中圖分類號:TN86,TM46文獻標識碼:ADesignofOverLoadProtectionCircuitforSwitchingModePowerSupplyLIUXue2shan,YANGJing,ZHANGHong2ru(1.SchoolofElectricalEngineering,SouthwestJiaotong,,;2.SchoolofInformationScience&Technology,Southwest,ChinaAbstract:Basedonfly2backconverterwithUC3842,ofconstantpowercontrolandconstantcurrentcontrolareanalyzedfromcharacteristicsofthesetwooverloadprotectioncircuitsarepresented.Afortransientoverloadisproposed.Experi2mentresultsverifythatstressinprotectionmode,whichprovidesaneffectivemethodtoformodepowersupplywithhighpeakload.Key;;switchingstress;latchprotection0引言電源在一個典型的系統(tǒng)中擔當著非常重要的角色,從某種程度上可以看成系統(tǒng)的心臟。電源在給系統(tǒng)電路提供持續(xù)、穩(wěn)定能量的同時,還要能使系統(tǒng)免受外部及內(nèi)部的侵擾和損害,如浪涌電流、雷擊電流以及系統(tǒng)故障引起的電源損壞等,這就需要各種保護電路[1]。開關電源設計中,對負載的保護以及因負載失效而對電源的保護是設計中需要考慮的很重要的方面,選擇合適的保護電路,將它們結(jié)合在一起,會使產(chǎn)品性能得到提高[1]。本文基于UC3842的反激式開關電源從原理和實驗上分析了恒功率控制和恒電流控制的過載保護電路,闡述了各自的特點及應用場合,并提出了一種適用于短暫過載場合的延時鎖定關斷過載保護電路。實驗證明此電路工作于保護模式時開關元件幾乎無開關應力,為高峰值負載電源過載保護電路設計提供了一種有效的方法。1恒功率控制過載保護電路UC3842控制的電流型反激式開關電源原理圖如圖1所示,它采用雙環(huán)控制模式,一個是檢測輸出電壓的電壓外環(huán),一個是檢測開關電流的電流內(nèi)環(huán),而與電流內(nèi)環(huán)并行的是逐周期限流的功率限制模塊[2,3]。其中Uin為全電壓范圍全橋整流后的直流電壓,Uth對應PWM芯片的限制功率點,由于齊納二極管Z1的作用,Uth的電壓值鉗位在1V,使電感峰值電流受到限制,進而實現(xiàn)功率限制。當輸出負載達到功率限制點后,隨著負載電流的繼續(xù)增大,輸出電壓將降低,進入恒功率控制階段;由于提供給控制芯片供電的輔助電源電壓反映輸出電壓[4],當輸出電壓降低到一定程度,輔助電源將不能維持IC正常供電,電源將做重復的關斷重啟動作,進入打嗝模式(Hiccup-mode[1]保護階段;負載恢復正常后,電源恢復正常工作。根據(jù)上述原理可知圖2所示的恒功率控制過載保護電路輸出電壓與輸出電流關系。圖1電流型恒功控制反激式開關電源原理簡圖值得注意的是,從開關電流取樣至開關管Q1關?54?2021年7月25日第26卷第4期TelecomPowerTechnologyJul.25,2021,Vol.26No.4斷存在傳輸延遲,包括控制芯片從電流取樣輸入至輸出的傳輸延遲(UC3842的典型值是150ns[5]、開關管Q1的關斷延遲以及用于消除開關電流前沿尖峰的濾波電路造成的延遲。這段延遲時間會使在全電壓范圍工作(90～264Vac的開關電源低壓工作與高壓工作的最大功率點不一致,實際應用中需要加入輸入電壓補償電路進行補償,以減小高輸入電壓與低輸入電壓時最大功率點的差異[6]。如圖1所示,即該電路通過補償電阻RP、RS2對偵測的開關電流信號疊加一個隨輸入電壓變化的直流分量來實現(xiàn)補償作用[2]。實際應用中,RS2取值為1kΩ左右,以保證RP的取值足夠大以及對控制IC進行保護。下面將分別介紹不連續(xù)導電模式(DCM、連續(xù)導電模式(CCM兩種情況下RP與RS1的求法。圖3為分別在兩種模式下補償后的開關電流波形圖。其中,Ith為UC3842的最大電流取樣輸入門限,其值為Uth與檢測電阻RS1的比值,ICL、ICH為低壓與高壓輸入時的補償電流,td為從開關電流取樣輸入至開關管Q1關斷的傳輸延遲,IPH電壓時的開關電流峰值,IPL流峰值。1.1DCM模式由圖1和圖3(a可知,在DCM模式下,有:ICL=RP+RS1+RS2(1ICH=RP+RS1+RS2(2Uth=ICLRS2+ICL+PfRS1(3LPtd-ICL=LPtd-ICH(4式中,Po為補償后高壓與低壓輸出的平衡功率;LP為原邊主線圈感值;f為開關頻率;η為電源效率。由式(1～(4即可求出DCM下RS1,RP的阻值。1.2CCM模式由圖1和圖3(b可知,在CCM模式下,有:Uth=ICLRS2+2LPf(Uinmin+NUo+Uinmin+NUoηRS1(5Ith+LPtd-ICL2-UinminNoη-2LPf(Uinmin+NUo2=Ith+LPtd-ICH2-UNUoη-f(inmin+NUo2(6N;Uo為電源輸12,(,(6即可求出CCM下RS1,RP。,此種保護策略只需要輸入電壓補償外圍電路就能實現(xiàn)在寬輸入電壓范圍內(nèi)對電源的恒功率控制,是一種低成本的過載保護策略。當電源嚴重過載或短路時會進入打嗝保護模式進行保護,在開關電源的整個工作壽命期間,電源啟動這段時間承受的開關應力較大,是最易發(fā)生損壞的[1],這也是打嗝保護模式的缺點所在。由于輔助電源的變化反映輸出變化,一定程度上受變壓器漏感的影響[4],所以此種保護方式需要輔助電源線圈與輸出線圈有較好的耦合。2恒電流控制過載保護電路與恒功率控制過載保護電路不同的是此類型的保護電路是通過檢測取樣電阻上的電壓,并與參考電壓比較來實現(xiàn)[1]。圖4所示為恒電流控制型保護電路原理圖。當輸出電流達到電流保護值之前,電源工作在恒壓控制階段;當輸出電流達到電流保護值時,進入恒電流控制階段,負載再增大,輸出電流將被限制住,輸出電壓降低;隨著負載繼續(xù)增大,輸出電壓繼續(xù)降低,提供給IC供電的輔助電源電壓將不能維持IC正常供電,電源會進入打嗝模式。故障消失后,電源恢復正常工作。輸出電流限制值:Iomax=(R3+R4RS2(7實際應用中,電流取樣電阻RS2采用阻值較低的錳銅線電阻,以保證不在取樣電阻上產(chǎn)生太大損耗。Op2用來產(chǎn)生誤差信號調(diào)節(jié)PWM信號的脈寬用來實現(xiàn)恒壓控制,Op1用來實現(xiàn)恒流控制。有專用的芯片如TSM103可實現(xiàn)Op1,Op2的功能。恒電流控制過載保護電路廣泛應用于給電池充電的場合,輸出電壓與電流的關系曲線如圖5所示。由于此種類型的保護?64?劉雪山等:開關電源的過載保護電路設計TelecomPowerTechnologyJul.25,2021,Vol.26No.4電路也會進入打嗝保護模式,此時的開關應力較大。3復狀態(tài),其中打嗝保護模式就是一種可恢復的保護方式。在某些高峰值負載應用場合,如打印機電源等,在平均負載電流不超過額定電流以及元件能承受的電流與電壓應力允許的前提下,電源在短時間內(nèi)可以允許過載工作,但過載工作時間過長電源系統(tǒng)則認為負載設備發(fā)生嚴重故障,此時需要電源關斷并鎖定,以實現(xiàn)對負載設備的保護以及對電源本身的保護?；诖?本文提出一種延時鎖定保護電路。UC3842以輸出補償引腳作為反饋信號輸入時,此腳的電壓會隨負載的增加而不斷上升,當達到最大功率點時,此時輸出補償引腳的電壓約為5V,見圖1。所以可以在原邊用COMP腳的電壓來控制過功率點,如圖6所示,當COMP腳電壓達到功率設置點電壓時Op1輸出高電平,通過R11給C4充電,當充到R10上的分壓值時Op2輸出高電平,使Q2導通,由于Q1、Q2強烈的正反饋作用使等效SCR電路持續(xù)導通[7],通過Q2把COMP腳電壓拉低同時鎖定電源,只有當AC重新再接入時才能恢復。延時時間Tdelay可由下式來確定:Tdelay=-R11C4ln1-(R9+R10UOPmax(8式中,UOPmax為運放輸出的最大電壓。在不同的應用場合,可對延遲時間進行調(diào)整,也適用于不延遲保護的場合。由于此種保護方式保護后輸出電壓與電流近似為零,開關元件不工作,不承受開關應力,因此鎖定關斷的保護方式是一種相對安全的保護方式。圖6鎖定關斷型保護電路4實驗結(jié)果,設計了一臺UC,分別應用恒功率三種7所示。?74?2021年7月25日第26卷第4期TelecomPowerTechnologyJul.25,2021,Vol.26No.4如圖7(c所示,延時鎖定關斷過載保護電路在瞬時過載區(qū)由于過載時間在電源設定的過載延遲時間之內(nèi),所以電源沒有關斷鎖定,但是一旦過載時間過長電源將被鎖定。通過與圖7(a和圖7(b保護策略的比較發(fā)現(xiàn),恒功率過載保護和恒電流過載保護在打嗝區(qū)輸出電流瞬時值較大,開關元件的電流應力較大,而鎖定關斷過載保護電路在鎖定區(qū)輸出電壓與電流幾乎為零,開關元件不工作,所以無開關應力,有利于對負載設備的保護以及對電源本身的保護。5結(jié)論在不同的應用場合,選擇合適的保護策略,可以使產(chǎn)品的性能得到提高。本文基于UC3842控制的反激式開關電源從原理和實驗上分析了恒功率控制和恒電流控制的過載保護電路,闡述了各自的特點,并提出了一種適用于短暫過載場合的延時鎖定過電流保護電路。實驗證明了此方法可以定時過載,并且保護時開關元件無開關應力,計提供了一種有效的方法。參考文獻:[1]MartyBrown(英著,徐德鴻譯.開關電源設計指南[M].北京:機械工業(yè)出版社,2004.[2]劉國.開關電源適配器的輸出過載保護電路設計[J].電源技術(shù)應用,2007,10(12:25229.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功率變壓器是開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現(xiàn)磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。

圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個方面：圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形（a）輸入波形（b）輸出波形（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時間和下降時間；（2）上升過程的末了時刻，有上沖，甚至出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象；（3）下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現(xiàn)振蕩波形；（4）平頂部分是逐漸降落的。這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。圖中：Rsi——信號源Ui的內(nèi)阻Rp——一次繞組的電阻Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）T——理想變壓器Rso——二次繞組的電阻RL——負載電阻C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感Lm1——一次繞組電感，也叫勵磁電感n——理想變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2圖2脈沖變壓器的等效電路

將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數(shù)，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側(cè)的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。

經(jīng)過這樣處理后，等效電路中只有5個元件，但在脈沖作用的各段時間內(nèi)，每個元件并不都是同時起主要作用，我們知道任何一個脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現(xiàn)出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當輸入信號為矩形脈沖時，可以分3個階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。（1）上升階段對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當高頻分量通過脈沖變壓器時，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯(lián)的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路

圖4圖3的簡化電路在這個電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸?shù)捷敵龆?，頻率越高的成分到達輸出端越小，結(jié)果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產(chǎn)生了失真。要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應減小變壓器一次繞組的匝數(shù)）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。（2）平頂階段脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯(lián)在輸出端的3個元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時在串聯(lián)支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。這里可用下述公式表達U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可見U′o為一下降的指數(shù)波形，其下降速度決定于時間常數(shù)τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數(shù)很多，這將導致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路

圖6脈沖下降階段的等效電路（3）下降階段

下降階段的信號源相當于直流電源Usm串聯(lián)的開關S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個不同；一是電感Lm1中有勵磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。

一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關斷開后，會出現(xiàn)劇烈的振蕩，并產(chǎn)生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。2功率變壓器的參數(shù)及公式2.1變壓器的基本參數(shù)在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應強度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產(chǎn)生磁通的磁力稱為磁場強度，用符號H表示，單位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——繞組匝數(shù)I——電流強度li——磁路長度磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。由坐標0點到a點這段曲線稱起始磁化曲線。曲線中的一些關鍵點是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。當Br越接近于BS值時，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時矯頑磁力HC越大時，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線

圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料(b)軟磁材料

如果在磁心中開一個氣隙，將建立起一個有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因為空氣隙的磁導率為1，所以有效磁路長度le為le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路長度lg——空氣隙的磁路長度μi——磁性材料的磁導率對一個給定安匝數(shù)，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。2.2設計變壓器的基本公式為了確保變壓器在磁化曲線的線性區(qū)工作，可用下式計算最大磁通密度（單位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)Np——變壓器一次繞組匝數(shù)（匝）Sc——磁心有效截面積（cm2）K——系數(shù)，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些。變壓器輸出功率可由下式計算（單位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——導線電流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面積（cm2)So——磁心的窗口面積（cm2）3對功率變壓器的要求（1）漏感要小

圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關管損壞的原因之一。圖9雙極性功率變換器波形

功率開關管關斷時電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關斷條件以及漏感大小等因素有關，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。（2）避免瞬態(tài)飽和

一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設計在B－H曲線接近拐點處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴重飽和而產(chǎn)生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續(xù)時間一般只有幾個周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發(fā)生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個周期，也會導致功率開關管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個問題。（3）要考慮溫度影響

開關電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應盡量小。在設計和選用磁心材料時，除了關心其飽和磁通密度、損耗等常規(guī)參數(shù)外，還要特別注意它的溫度特性。一般應按實際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關電源工作環(huán)境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理進行結(jié)構(gòu)設計從結(jié)構(gòu)上看，有下列幾個因素應當給予考慮：漏磁要小，減小繞組的漏感；便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產(chǎn)和維護；便于散熱。4磁心材料的選擇軟磁鐵氧體，由于具有價格低、適應性能和高頻性能好等特點，而被廣泛應用于開關電源中。軟磁鐵氧體，常用的分為錳鋅鐵氧體和鎳鋅鐵氧體兩大系列，錳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要應用在1MHz以下的各類濾波器、電感器、變壓器等，用途廣泛。而鎳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各種調(diào)感繞組、抗干擾磁珠、共用天線匹配器等。在開關電源中應用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體磁心，而且視其用途不同，材料選擇也不相同。用于電源輸入濾波器部分的磁心多為高導磁率磁心，其材料牌號多為R4K～R10K，即相對磁導率為4000～10000左右的鐵氧體磁心，而用于主變壓器、輸出濾波器等多為高飽和磁通密度的磁性材料，其Bs為0.5T（即5000GS）左右。開關電源用鐵氧體磁性材應滿足以下要求：（1）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，對于變壓器和繞制結(jié)果有一定影響。從理論上講，Bs高，變壓器的繞組匝數(shù)可以減小，銅損也隨之減小。在實際應用中，開關電源高頻變換器的電路形式很多，對于變壓器而言，其工作形式可分為兩大類：1）雙極性。電路為半橋、全橋、推挽等。變壓器一次繞組里正負半周勵磁電流大小相等，方向相反，因此對于變壓器磁心里的磁通變化，也是對稱的上下移動，B的最大變化范圍為△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）單極性。電路為單端正激、單端反激等，變壓器一次繞組在1個周期內(nèi)加上1個單向的方波脈沖電壓（單端反激式如此）。變壓器磁心單向勵磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之間變化，見圖7，這時的△B=Bm－Br，若減小Br，增大飽和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝數(shù)，減小銅耗。（2）在高頻下具有較低的功率損耗

鐵氧體的功率損耗，不僅影響電源輸出效率，同時會導致磁心發(fā)熱，波形畸變等不良后果。

變壓器的發(fā)熱問題，在實際應用中極為普遍，它主要是由變壓器的銅損和磁心損耗引起的。如果在設計變壓器時，Bm選擇過低，繞組匝數(shù)過多，就會導致繞組發(fā)熱，并同時向磁心傳輸熱量，使磁心發(fā)熱。反之，若磁心發(fā)熱為主體，也會導致繞組發(fā)熱。

選擇鐵氧體材料時，要求功率損耗隨溫度的變化呈負溫度系數(shù)關系。這是因為，假如磁心損耗為發(fā)熱主體，使變壓器溫度上升，而溫度上升又導致磁心損耗進一步增大，從而形成惡性循環(huán)，最終將使功率管和變壓器及其他一些元件燒毀。因此國內(nèi)外在研制功率鐵氧體時，必須解決磁性材料本身功率損耗負溫度系數(shù)問題，這也是電源用磁性材料的一個顯著特點，日本TDK公司的PC40及國產(chǎn)的R2KB等材料均能滿足這一要求。（3）適中的磁導率相對磁導率究竟選取多少合適呢？這要根據(jù)實際線路的開關頻率來決定，一般相對磁導率為2000的材料，其適用頻率在300kHz以下，有時也可以高些，但最高不能高于500kHz。對于高于這一頻段的材料，應選擇磁導率偏低一點的磁性材料，一般為1300左右。（4）較高的居里溫度居里溫度是表示磁性材料失去磁特性的溫度，一般材料的居里溫度在200℃以上，但是變壓器的實際工作溫度不應高于80℃，這是因為在100℃以上時，其飽和磁通密度Bs已跌至常溫時的70％。因此過高的工作溫度會使磁心的飽和磁通密度跌落的更嚴重。再者，當高于100℃時，其功耗已經(jīng)呈正溫度系數(shù)，會導致惡性循環(huán)。對于R2KB2材料，其允許功耗對應的溫度已經(jīng)達到110℃，居里溫度高達240℃，滿足高溫使用要求。5開關電源功率變壓器的設計方法5.1雙極性開關電源變壓器的計算設計前應確定下列基本條件：電路形式,開關工作頻率,變壓器輸入電壓幅值,開關功率管最大導通時間,變壓器輸出電壓電流,輸出側(cè)整流電路形式，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）確定磁心尺寸1）求變壓器計算功率PtPt的大小取決于變壓器輸出功率及輸出側(cè)整流電路形式：全橋電路，橋式整流：Pt=(1＋1/n)Po半橋電路，雙半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽電路，雙半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流輸出功率。Pt可在（2～2.8）Po范圍內(nèi)變化，Po及Pt均以瓦（W）為單位。n=N1/N2,變壓匝數(shù)比。2）確定磁通密度BmBm與磁心的材料、結(jié)構(gòu)形式及工作頻率等因素有關，又要考慮溫升及磁心不飽和等要求。對于鐵氧體磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）計算磁心面積乘積SpSp等于磁心截面積Sc（cm2）及窗口截面積So（cm2）的乘積，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系數(shù)，與導線粗細、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關。一般低壓電源變壓器取Kw=0.2～0.4。Kj——電流密度系數(shù)，與鐵心形式、溫升要求等有關。對于常用的E型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=366；要求50℃時，Kj=534。環(huán)型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=250;要求50℃時，Kj=365。由Sp值選擇適用于或接近于Sp的磁性材料、結(jié)構(gòu)形式和磁心規(guī)格。（2）計算繞組匝數(shù)1）一次繞組匝數(shù)：N1=(Up1ton×10－2)/2BmSc(匝)式中：Up1——一次繞組輸入電壓幅值（V）ton——一次繞組輸入電壓脈沖寬度（μs）2）二次繞組匝數(shù)：N2=(Up2N1）/Up1（匝）……Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2…Upi——二次繞組輸出電壓幅值（V）（3）選擇繞組導線導線截面積Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii——各繞組電流有效值（A）j——電流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2)（4）損耗計算1）繞組銅損Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai——各繞組交流電阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——導線直流電阻，Kr——趨表系數(shù),Kr=(D/2)2/(D－△)·△,D——圓導線直徑（mm），△——穿透深度（mm），圓銅導線△=66.1/f0.5（f：電流頻率，Hz）變壓器為多繞組時，總銅損為Pm=Ii2Rai(W)2）磁心損耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作頻率及工作磁通密度情況下單位質(zhì)量的磁心損耗（W/kg）Gc——磁心質(zhì)量（kg）3）變壓器總損耗Pz=Pm＋Pc（W）（5）溫升計算變壓器由于損耗轉(zhuǎn)變成熱量，使變壓器溫度上升，其溫升數(shù)值與變壓器表面積ST有關ST=式中：Sp——磁心面積乘積（cm4）KS——表面積系數(shù)，E型磁心KS=41.3，環(huán)型磁心KS=50.95.2單極性開關電源變壓器的計算設計前應確定下列基本條件：電路形式，工作頻率，變換器輸入最高和最低電壓，輸出電壓電流，開關管最大導通時間，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）單端反激式計算1）變壓器輸入輸出電壓一次繞組輸入電壓幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——變換器輸入直流電壓（V）△U1——開關管及線路壓降（V）二次繞組輸出電壓幅值UP2=U02＋△U2……UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流輸出電壓（V）△U2…△Ui——整流管及線路壓降（V）2）一次繞組電感臨界值(H)式中：n——變壓器匝數(shù)比n=tonUp1/toffUp2ton——額定輸入電壓時開關管導通時間（μs）toff——開關管截止時間（μs）T——開關電源工作周期（μs），T=1/f，f：工作頻率（Hz）Po——變壓器輸出直流功率（W）通常要求一次繞組實際電感Lp1≥Lmin3)確定工作磁通密度單端反激式變壓器工作在單向脈沖狀態(tài)，一般取飽和磁通密度值（Bs）的一半，即脈沖磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4）計算磁心面積乘積Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中：Ip1——一次繞組峰值電流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min——變壓器輸入最低電壓幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次繞組導線直徑（mm），由一次繞組電流有效值I1確定，單向脈沖時I1=Ip1（ton/T）0.55）空氣隙長度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6）繞組匝數(shù)計算一次繞組，有氣隙時N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)無氣隙時(匝)式中：LC——磁心磁路長度（cm）μe——磁心有效磁導率，由工作的磁通密度和直流磁場強度及磁性材料決定，查閱磁心規(guī)格得出。二次繞組N2=[Up2(1－Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1－Dmax)/UpiminDmax]N1（2）單端正激式計算單端正激式電路工作的特點是一、二次繞組同時工作，另加去磁繞組，因此計算方法與雙極性電路類似。1）二次繞組峰值電流等于直流輸出電流，即IP2=I022）二次繞組電壓幅值開關電源功率變壓器的設計方法Up2=(Uo2＋△U2)/D(V)式中：Uo2——輸出直流電壓（V）△U2——整流管及線路壓降（V）D——額定工作狀態(tài)時的占空比D=ton/T3）變壓器輸出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2——變壓器輸出電壓幅值（V）Ip2——二次繞組峰值電流（A）4）確定磁心體積Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中：β——計算系數(shù)，工作頻率f=30～50kHz時，β=0.3由Ve值選擇接近尺寸的磁心。5）一次繞組匝數(shù)N1=(Up1ton×10－2)/f(匝)式中：Up1——變壓器輸入額定電壓幅值（V）6）二次繞組匝數(shù)N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17）去磁繞組匝數(shù)NH=N18）繞組電流有效值二次側(cè)：I2=Ip2一次側(cè)：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10)％I1＊＊＊上述僅是常規(guī)計算方法，由于所選用材料及工藝的不同，有些數(shù)據(jù)應做相應的調(diào)整。還應做漏感、分布電容、溫升及窗口校核等計算，這些計算較繁瑣，經(jīng)驗性較強，必要時請閱專著。作者簡介張乃國

男

1937年生,清華大學副教授。于1959年（22歲）編著《小型變壓器的設計與制作》一書，受到讀者歡迎，兩次重印，1965年出修訂本。1988年又主編出版《小功率電源變壓器》一書，選作電工電子技術(shù)人員培訓及晉升職稱參考用書。曾發(fā)表多篇有關電子變壓器的論文。現(xiàn)任本雜志執(zhí)行主編（來信請寄本刊編輯部）。

收稿日期：1999.8.6

定稿日期：1999.11.20網(wǎng)上服務如對本文有什么意見或建議，請發(fā)電子郵件：sunlane@pub.xaonline如何合理設計開關電源模塊保護電路?開關電源模塊作為現(xiàn)代電子產(chǎn)品的供電設備,不僅其性能要滿足MTD2002供電設備的需求,自身保護措施也很關鍵。為了提高開關電源模塊的可靠性,使其能夠在惡劣環(huán)境以及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作,需要設計合理的MTD2002保護電路。1開關電源模塊常用過流保護電路1.1采用MTD2002電流傳感器進行電流檢測過流檢測傳感器的工作原理如圖1所示。通過變流器所獲得的變流器次級電流經(jīng)I/V轉(zhuǎn)換成電壓,該電壓直流化后,由電壓比較器與設定值相比較,若直流電壓大于設定值,則發(fā)出辨別信號。但是這種檢測傳感器一般多用于監(jiān)視感應電源的負載電流,為此需采取如下措施。由于MTD2002感應電源啟動時,啟動電流為額定值的數(shù)倍,與啟動結(jié)束時的電流相比大得多,所以在單純監(jiān)視電流電瓶的情況下,感應電源啟動時應得到必要的輸出信號,必須用定時器設定禁止時間,使感應電源啟動結(jié)束前不輸出不必要的信號,定時結(jié)束后,轉(zhuǎn)入預定的監(jiān)視狀態(tài)。1.2啟動浪涌電流限制電路開關電源模塊在加電時,會產(chǎn)生較高的浪涌電流,因此必須在電源的輸入端安裝防止浪涌電流的軟啟動裝置,才能有效地將浪涌電流減小到允許的范圍內(nèi)。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起,在開關管開始導通的瞬間,電容對交流呈現(xiàn)出較低的阻抗。如果不采取任何保護措施,浪涌電流可接近數(shù)百A。開關電源模塊的輸入一般采用MTD2002電容整流濾波電路如圖2所示,濾波電容C可選用低頻或高頻電容器,若用低頻電容器則需并聯(lián)同容量高頻電容器來承擔充放電電流。圖中在整流和濾波之間串入的限流電阻Rsc是為了防止浪涌電流的沖擊。合閘時Rsc限制了電容C的充電電流,經(jīng)過一段時