基于脈沖負(fù)載的中小功率開(kāi)關(guān)電源研究

1、1 引言隨著毫米波技術(shù)的發(fā)展， 對(duì)開(kāi)關(guān)電源的性能提出了更高的要求。除了要求電源系統(tǒng)具有輸出電壓精度高、輸出紋波低、輸出過(guò)沖小的特點(diǎn)外， 還要求電源具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。動(dòng)態(tài)響應(yīng)指標(biāo)對(duì)應(yīng)的是電源脈沖負(fù)載問(wèn)題。由于開(kāi)關(guān)電源具有有限的響應(yīng)速度， 對(duì)于突變的負(fù)載， 電源系統(tǒng)不能及時(shí)響應(yīng)輸出的變化， 造成輸出電壓的跌落。在用于脈沖負(fù)載的電源系統(tǒng)中， 維持輸出電壓的穩(wěn)定是相當(dāng)困難的。本文通過(guò)對(duì)脈沖負(fù)載的機(jī)理進(jìn)行理論分析， 對(duì)傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析、仿真、計(jì)算， 找出不同結(jié)構(gòu)之間實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載的差異; 得到能夠?qū)崿F(xiàn)中小功率脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過(guò)設(shè)計(jì)實(shí)例，證明了該結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。2 脈沖負(fù)載原理與仿真2.

2、1 脈沖負(fù)載原理基于脈沖負(fù)載的開(kāi)關(guān)電源結(jié)構(gòu)如圖1 所示。整個(gè)結(jié)構(gòu)由輸入電壓VIN 、功率變換PWM、輸出濾波電感L 和輸出濾波電容C 、脈沖開(kāi)關(guān)G、負(fù)載RLOAD組成。濾波電容包含等效電阻Cesr 和等效電感Cesl 。 圖1 基于脈沖負(fù)載的開(kāi)關(guān)電源電路基本原理是： PWM 控制單元將輸入電壓VIN 轉(zhuǎn)換為固定的輸出VOUT , 輸出連接一個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管， 通過(guò)脈沖信號(hào)， 將功率傳輸?shù)截?fù)載; 此時(shí)， 流過(guò)負(fù)載RLOAD 的電流是脈動(dòng)的。在控制脈沖到來(lái)時(shí)， 功率開(kāi)關(guān)管G 導(dǎo)通， 負(fù)載電流開(kāi)始線性增加， 如圖2 所示。輸出電流從0 A開(kāi)始， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 上升到固定輸出電流I out 。通

3、常， T r 為納秒級(jí)。開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)頻率通常為幾百kHz。在這樣短的時(shí)間內(nèi)， 由于開(kāi)關(guān)電源的控制回路存在延遲， 來(lái)不及反映輸出電壓的變化情況， 不能將輸入電源的能量傳遞到輸出電容， 以便補(bǔ)充負(fù)載從電容上消耗的能量。換句話說(shuō)， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 負(fù)載所消耗的能量只能從電容上拉取。 圖2 負(fù)載電流上升時(shí)序由于電容在高頻下等效為電容和電阻、電感的串聯(lián)模型， 所以， 在T r 時(shí)間段內(nèi)， 負(fù)載電容上的電壓跌落應(yīng)該是電容和等效電阻、等效電感三者共同作用的結(jié)果。由電荷相等公式( 1) , 可得電容產(chǎn)生的跌落電壓( ( 2) 式) : 式中， 表示在電流上升過(guò)程中三角形的面積。 電阻產(chǎn)生的跌落可由( 3

4、) 式得到： 電感產(chǎn)生的跌落可以由( 4) 式得到： 在Tr 時(shí)間段內(nèi)， 由負(fù)載突變?cè)斐傻妮敵鲭妷旱錇椋?在負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電容上的電壓繼續(xù)跌落， 直到反饋系統(tǒng)開(kāi)始工作， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 電容上面的電壓才開(kāi)始回升。反饋系統(tǒng)開(kāi)始工作， 取決于反饋系統(tǒng)的響應(yīng)速度， 也就是取決于整個(gè)電源環(huán)路的帶寬。假設(shè)整個(gè)環(huán)路的的交叉頻率為f 。， 輸出電壓的跌落可以通過(guò)交叉頻率f 處的輸出濾波電容的容抗計(jì)算 。輸出電容在交叉頻率處的容抗為： 故由反饋環(huán)路引起的電壓跌落可以由( 6) 式得到： 2. 2 脈沖負(fù)載仿真根據(jù)脈沖負(fù)載原理， 構(gòu)建一個(gè)非隔離Buck 控制器進(jìn)行仿真。開(kāi)關(guān)頻率為40

5、0 kHz, 濾波電容的等效電阻為50 m ，等效電感為10 nH, 電容容量為330 F，整個(gè)回路的交越頻率為25 kHz。仿真結(jié)果如圖3所示。脈沖負(fù)載幅度為3 A, 上升時(shí)間50 ns。 圖3 脈沖負(fù)載原理仿真電路仿真結(jié)果如圖4 所示。輸出電壓波形在突然增加負(fù)載時(shí)開(kāi)始跌落， 由于整個(gè)PWM 的反饋系統(tǒng)還沒(méi)有起作用， 電容的電壓被拉低， 形成一個(gè)凹陷。隨著PWM 開(kāi)始檢測(cè)到輸出電壓的降低， 開(kāi)始從輸入端傳遞能量到濾波電容上， 電容的電壓開(kāi)始回升， 直到回到穩(wěn)定值。電壓從跌落到恢復(fù)到穩(wěn)定值的過(guò)程中， 沒(méi)有出現(xiàn)振蕩， 表明在此參數(shù)條件下，整個(gè)電源環(huán)路具有合適的增益余量和相位余量。 圖4 脈沖負(fù)載

6、輸出電壓局部放大波形如圖5 所示。圖6 是圖5 中B 處的放大時(shí)序， 此處的凹陷主要由電容上等效電感和等效電阻的影響造成。從仿真圖上可以看出， 等效電感引起的跌落為601 mV, 與用( 4) 式計(jì)算的結(jié)果( 600 mV) 相當(dāng)。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電壓開(kāi)始回升600 mV。等效電感造成的電壓跌落消失。等效電阻產(chǎn)生的最大跌落為Iout×Cesr = 150 mV, 與仿真結(jié)果145 mV 一致。 圖5 圖4中A處的放大波形從圖5 可以看出， 當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 等效電感產(chǎn)生的電壓跌落消失， 等效電阻產(chǎn)生的電壓跌落達(dá)到最大值150 mV。隨后， 電容電壓繼續(xù)跌落， 待反饋

7、回路起作用后， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 輸出電壓開(kāi)始回升， 最終回到穩(wěn)定的狀態(tài)。從圖5 可以看出， 反饋環(huán)路響應(yīng)速度的快慢影響著輸出電壓的跌落幅度。3 幾種控制方式的比較3. 1 影響脈沖負(fù)載的主要因素由脈沖負(fù)載的基本原理可以得到， 影響電壓跌落的因素有輸出電容的等效電阻、等效電感和輸出電容的容量以及反饋環(huán)路的響應(yīng)速度。負(fù)載電流變換越快， 等效電感導(dǎo)致的電壓跌落幅度越大。在實(shí)際電路中， 輸出電容的等效電阻、等效電感可以通過(guò)選取合適的電容及合理的版圖布局進(jìn)行改善。從圖6 可以看出， 影響電壓跌落的幅度歸咎到反饋環(huán)路的響應(yīng)速度， 即取決于反饋環(huán)路的帶寬。 圖6 圖5中B處的放大波形在非隔離

8、的電源中， 線性穩(wěn)壓器可以實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬， 通常可大于500 kHz。因此， 線性穩(wěn)壓器能顯著減小負(fù)載突變時(shí)輸出電壓的跌落幅度， 也可以減少輸出濾波電容， 但是， 線性非隔離變換器存在效率低的缺點(diǎn)。在隔離的變化器中， 由于存在反饋環(huán)路的延遲， 尤其是采用光耦隔離的電源， 光耦的帶寬通常小于10 kHz, 整個(gè)電源系統(tǒng)必須降低帶寬， 才能實(shí)現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定。帶寬的減小導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)具有很大的反饋延遲， 在負(fù)載變化時(shí)， 加劇了輸出電壓的跌落幅度。在反饋慢的系統(tǒng)中， 除了增加輸出儲(chǔ)能電容外， 沒(méi)有其他更好的辦法。3. 2 非隔離變換器中脈沖負(fù)載的研究相對(duì)于隔離變換器， 非隔離變換器由于減少了隔離變壓器，

9、體積更小; 同樣， 由于沒(méi)有光耦等隔離反饋， 容易提升整個(gè)反饋環(huán)路的帶寬， 使之更適合于脈沖負(fù)載。在中小功率電源中， 主要是升壓和降壓結(jié)構(gòu)。3. 2. 1 升壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析圖7 是典型的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 由脈寬控制器、開(kāi)關(guān)管Q1、電感L 1、整流二極管D1, 濾波電容C1 和反饋取樣電阻R1、R2 組成。 圖7 典型升壓電路結(jié)構(gòu)分析升壓電路的工作原理， 通過(guò)電感的伏秒平衡， 可以得出輸出電壓和輸入電壓之間的關(guān)系為Vo= Vin / ( 1- D) 。升壓結(jié)構(gòu)只適用于輸出電壓比輸入電壓高的場(chǎng)合。在電感電流連續(xù)模式下， 通過(guò)PWM 開(kāi)關(guān)模塊分析， 可以得出電壓控制連續(xù)模式升壓電路的小信號(hào)傳輸：

10、從( 8) 式可以看出， 整個(gè)回路存在一個(gè)右平面零點(diǎn)。右半平面零點(diǎn)與電路中經(jīng)常用于提升相位的左半平面零點(diǎn)有著本質(zhì)的不同： 左半平面零點(diǎn)能夠提升相位， 使系統(tǒng)更加穩(wěn)定; 而右半平面零點(diǎn)則是隨著頻率的增加， 相位進(jìn)一步降低， 引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。由于存在右半平面零點(diǎn)， 在電流連續(xù)模式的升壓結(jié)構(gòu)中， 只有降低環(huán)路的帶寬來(lái)避開(kāi)右半平面零點(diǎn)。右半平面零點(diǎn)存在的位置sz 2 = 1/ (RES×C) 。根據(jù)脈沖負(fù)載的原理， 當(dāng)電源工作在脈沖負(fù)載時(shí)， 除了要提升帶寬外， 還要加大輸出電容的容量。加大輸出電容的容量， 必然導(dǎo)致右半平面零點(diǎn)的減小， 這樣就需要再次減小電路的帶寬， 最終導(dǎo)致在動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)輸

11、出電壓跌落更多。升壓電路有電壓控制和電流控制方式。兩種控制方式都不能消除連續(xù)模式下的右半平面零點(diǎn)問(wèn)題， 這就限制了升壓結(jié)構(gòu)在脈沖電源中的應(yīng)用。3. 2. 2 降壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析圖8 是典型的降壓電路結(jié)構(gòu)， 整個(gè)電路由開(kāi)關(guān)管、整流二極管、電感、濾波電容以及反饋驅(qū)動(dòng)電路組成。 圖8 基本的降壓電路結(jié)構(gòu)通過(guò)電感的伏秒平衡， 可以得到輸入輸出之間的傳遞函數(shù)： V o= V in×D(D 為開(kāi)關(guān)的占空比) 。降壓電路只能用于輸出電壓比輸入電壓低的場(chǎng)合。通過(guò)PWM 模型分析，得到電壓連續(xù)模式降壓電路的小信號(hào)傳輸函數(shù)： 從( 9)式可以看出， 相對(duì)于升壓電路， 工作于電感電流模式的降壓電路沒(méi)有右

12、半平面零點(diǎn)。因此， 降壓電路控制器就可以在很大范圍內(nèi)提升整個(gè)環(huán)路的帶寬， 減小環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間， 降低輸出電壓的跌落幅度。同樣， 降壓控制器有電壓控制模式、電流控制模式、遲滯控制模式、恒定導(dǎo)通時(shí)間模式。遲滯控制模式和恒定導(dǎo)通模式通過(guò)對(duì)負(fù)載電流的取樣， 可以在很短的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)環(huán)路響應(yīng)。但是， 恒定導(dǎo)通模式和遲滯控制模式的開(kāi)關(guān)頻率是變化的， 造成變化的EMI 干擾， 不利于電磁兼容設(shè)計(jì)。相對(duì)于電壓控制模式， 電流控制模式更能夠?qū)崿F(xiàn)環(huán)路的補(bǔ)償， 有利于實(shí)現(xiàn)環(huán)路的寬帶寬。因此， 降壓型變換器有利于實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載電源。3. 3 隔離變換器的脈沖負(fù)載分析隔離變換器主要有反激變換器、正激變換器、橋式變換器。反激

13、變換器和正激變換器都可以用在中小功率的場(chǎng)合， 橋式變換器主要用在大功率場(chǎng)合。因此， 在脈沖電源中， 適合中小功率脈沖負(fù)載的電源結(jié)構(gòu)是反激變換器和正激變換器。3. 3. 1 反激變換器脈沖負(fù)載分析圖9 是典型的反激變換器結(jié)構(gòu)。相對(duì)于升壓變換器， 反激變換器增加了一個(gè)變壓器， 實(shí)現(xiàn)了輸入輸出的隔離。 圖9 基本的反激變換器結(jié)構(gòu)通過(guò)對(duì)變壓器進(jìn)行伏秒平衡分析， 得到電流連續(xù)模式下反激變換器的傳輸關(guān)系： 相對(duì)于升壓變換器， 反激變換器只增加一個(gè)變壓器。從本質(zhì)上講， 其小信號(hào)傳輸關(guān)系是在升壓變換器的小信號(hào)關(guān)系上增加變壓器匝比。因此， 電壓連續(xù)模式反激變換器的小信號(hào)傳輸關(guān)系為： 從( 10) 式可以看出，

14、工作在連續(xù)模式下的反激變換器同樣存在右半平面零點(diǎn)sz 2。與升壓變換器一樣， 反激變換器也不能實(shí)現(xiàn)寬的環(huán)路帶寬， 因此，反激變換器也不適合用于脈沖負(fù)載電源。3. 3. 2 正激變換器的脈沖負(fù)載分析典型的正激變化器結(jié)構(gòu)如圖10 所示。正激變換器的工作原理與降壓型變換器相同， 增加了一個(gè)用于輸入輸出隔離的變壓器。 圖10 正激變換器結(jié)構(gòu)工作于電壓模式連續(xù)的正激變換器小信號(hào)傳遞函數(shù)為： 相對(duì)于降壓變換器控制器的傳遞函數(shù)， ( 11) 式只是增加了變壓器的匝比。因此， 正激變換器沒(méi)有右半平面零點(diǎn)， 能夠?qū)崿F(xiàn)寬的帶寬， 減小因脈沖負(fù)載造成的跌落。相對(duì)于降壓變換器控制器的多種控制方式， 正激變換器主要有電

15、壓控制和電流控制方式。由于電流控制方式更容易補(bǔ)償環(huán)路， 因此， 在正激變換器中， 主要采用電流控制模式。負(fù)載電流是從0 到滿載， 正激變換器往往從空載到滿載變換。由于需要跨越輸出電感電流從非連續(xù)到連續(xù)模式， 增加了環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間。因此， 最好讓正激變換器工作在連續(xù)模式， 而不管負(fù)載電流的變化。一種方法是在輸出添加假負(fù)載， 但是會(huì)造成電路的效率下降， 另一種特別有效的方式是采用同步整流方式。同步整流的好處是可以提高效率， 但它更突出的特點(diǎn)是能夠使電路工作在連續(xù)模式。 圖11 采用二極管整流方式的正激變換器由于采用二極管整流方式， 當(dāng)工作在輕載時(shí)， 整個(gè)電路工作在電流斷續(xù)模式; 當(dāng)突然加負(fù)載時(shí)，

16、電路過(guò)渡到連續(xù)模式。其脈沖負(fù)載的仿真波形如圖12 所示。 圖12 采用二極管整流方式的脈沖負(fù)載的仿真波形從圖12 可以看出， 由于存在模式的突變， 在突然添加負(fù)載時(shí)候， 輸出電壓跌落為0. 5 V.圖13 是采用同步整流方式的正激變換器， 整個(gè)電路工作在電流連續(xù)模式; 圖14 是采用同步整流方式的正激變換器仿真波形。從圖中可以看出， 采用同步整流方式， 在脈沖負(fù)載條件下， 輸出電壓的波動(dòng)在0. 2 V 以內(nèi)。 圖13 采用同步整流方式的正激變換器 圖14 同步整流方式的正激變換器仿真波形4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證采用正激結(jié)構(gòu)加同步整流方式， 設(shè)計(jì)了一個(gè)隔離的脈沖負(fù)載電源。電路輸入電壓為17 36 V, 輸出

17、為6 V/ 3 A , 開(kāi)關(guān)頻率為200 kHz, 輸出濾波電容為200 F, 要求在3 A 負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落小于0. 2 V。圖15 為本文設(shè)計(jì)的線路圖， 控制器采用電流型脈寬控制器LM5026, 其中整流MOS 管Q1 采用自驅(qū)方式， 同步整流管Q 2 采用變壓器隔離驅(qū)動(dòng)方式。圖16 為實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證電路的版圖。 圖15 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源線路 圖16 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源版圖由于采用同步整流方式， 輸出濾波電感的電流是連續(xù)的。當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)， 輸出電感的電流方向會(huì)反向， 并通過(guò)續(xù)流MOS 管Q2 到地繼續(xù)流動(dòng)。電流連續(xù)模式的好處就是整個(gè)控制器在脈沖負(fù)載條件下工作時(shí)， 不會(huì)出現(xiàn)從非連續(xù)模式

18、到連續(xù)模式的突變，更利于變壓器環(huán)路的穩(wěn)定。判斷輸出電感是否進(jìn)入連續(xù)模式， 可以通過(guò)測(cè)試輸入PWM 控制器的輸出脈沖占空比來(lái)測(cè)定， 或者是初級(jí)開(kāi)關(guān)管漏極波形來(lái)判斷。如果變換器從空載到滿載條件下占空比不變， 則表明變換器在空載條件下已經(jīng)進(jìn)入電流連續(xù)模式。圖17 是變換器在空載條件下的漏極波形。從波形上可以看出， 變換器在空載條件下開(kāi)關(guān)頻率為200 kHz, 漏極波形占空比為59. 18%。 圖17 空載時(shí)的漏極波形圖18 是變換器帶載3 A 時(shí)的漏極波形。從波形上可以看出， 在帶載條件下， 漏極波形的占空比為59. 78%, 與空載基本一致， 表明電路在空載時(shí)已經(jīng)進(jìn)入連續(xù)模式。由于電源環(huán)路的截止頻率必須小于開(kāi)關(guān)頻率的1/ 5, 為了更好地抑制紋波， 通過(guò)對(duì)環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行設(shè)置， 將截止頻率設(shè)定在開(kāi)關(guān)頻率的1/ 10處， 即20 kHz。由( 6) 式可以算出， 在3 A 負(fù)載下，輸出電壓的跌落為0. 119 V。圖19 是實(shí)際測(cè)試脈沖負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形。從圖中可以看出， 輸出電壓的跌落為0. 1 V, 與計(jì)算值相當(dāng)， 證明正激變換器加同步整流適合于脈沖負(fù)