PWM整流器的控制器工程化設(shè)計方法

1、第21卷第3期 2002年7月電工電能新技術(shù)Vol. 21, No. 3Jul. 2002PWM 整流器的控制器工程化設(shè)計方法熊健, 張凱, 陳堅(華中科技大學(xué), 湖北武漢430074摘要:在兩相同步坐標(biāo)系中, 引入狀態(tài)反饋解耦實現(xiàn)了d 、q 軸電流的獨立控制。在此基礎(chǔ)上, 將廣泛應(yīng)用的雙閉環(huán)控制器工程化設(shè)計方法應(yīng)用于整流器。實驗表明, 這種控制器的設(shè)計方法對整流系統(tǒng)是適合的。關(guān)鍵詞:整流器; 雙閉環(huán); 開關(guān)模式整流器中圖分類號:T M461文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A 文章編號:100323076(2002 03200442051引言以PW M 整流器取代傳統(tǒng)的相控型整流器是減少電網(wǎng)諧波源的積極有效辦法。

2、整流器的控制方法比較多, 側(cè)電流控制方式的不同, 性, 其控制思想來源于整流器的穩(wěn)態(tài)相量圖或矢量圖。它最顯著的優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單, 無需電流傳感器。但這種控制方式的穩(wěn)定性很差, 動態(tài)響應(yīng)慢。也有4,5文獻(xiàn)提出過采用動態(tài)補(bǔ)償?shù)姆椒右愿倪M(jìn), 但在實際系統(tǒng)和裝置中應(yīng)用不多。從系統(tǒng)的魯棒性、抗干擾能力和系統(tǒng)保護(hù)的角度看, 引入電流反饋是不可缺少的, 對于大功率變流器尤其如此。采用電流閉環(huán)的整流器控制方式有:雙閉環(huán)控68910制, 狀態(tài)反饋控制, 無差拍控制, 極點配111213置, 二次型最優(yōu)控制,Lyapunov 方法, 非線性14,15狀態(tài)反饋控制等。在各種不同的控制方式中, 以電壓反饋作外環(huán)加上以

3、電流反饋作內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)串級控制結(jié)構(gòu)最為普遍。事實上, 實用化的PW M 整流裝置絕大多數(shù)采用這種控制方法。雙閉環(huán)控制的主要特點是物理意義清晰, 控制結(jié)構(gòu)簡單, 控制性能優(yōu)良。雙閉環(huán)控制的另一個優(yōu)點也是它特有的優(yōu)點是:由于電流內(nèi)環(huán)的存在, 只要使電流指令限幅, 可以使整流器工作于恒流狀態(tài), 自然實現(xiàn)了對裝置的過載保護(hù)。由于整流系統(tǒng)是非線性的, , 實際應(yīng)用中, 將該方法應(yīng)用到。只需要經(jīng)過為數(shù)不多的幾步簡單計算, 就可以確定控制器的參數(shù), 特別適合控制器參數(shù)的現(xiàn)場整定。該方法的另一特點是在頻域設(shè)計控制器, 可以比較方便地將系統(tǒng)中諸如變換器延時, 濾波延時等小滯后環(huán)節(jié)考慮進(jìn)去。2PWM 整流器數(shù)學(xué)模

4、型圖1所示是三相PW M 整流器的主電路及其各變量的定義。根據(jù)整流器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu), 其數(shù)學(xué)模型為:圖1三相PW M 整流器主電器Fig. 1Main circuit of three phase PW M rectifier收稿日期:2001211205作者簡介:熊健(19712 , 男, 湖北籍, 講師, 博士, 主攻電力電子技術(shù)與電力傳動。 第3期di a =-i a +dt L L di b =-i b +dt L L di =-i c +dt L L C熊健, 等:PW M 整流器的控制器工程化設(shè)計方法di q=-Li d -Ri q +u sq -u rq dt45u sa -u

5、sb -u sc -p =a , b , cu sp -u sp -u sp -S a -S b -S c -p =a , b , cS sp S spu u u L(4p =a , b , cp =a , b , c式中:u rd =S d u dc , u rq =S q u dc由(4 式可見, d 、q 軸電流除受控制量u rd 、u rq 的影響外, 還受耦合電壓-Li q 、Li d 擾動和電網(wǎng)電壓u sd 、u sq 的影響。所以單純地對d 、q 軸電流作負(fù)反饋并沒有解除d 、q 軸之間的電流耦合, 效果不是很理想。利用狀態(tài)反饋, 可以實現(xiàn)對d 、q 軸電流的解耦?，F(xiàn)假設(shè)變換器輸

6、出的電壓矢量u rd +ju rq 中包含三個分量:u rd =u rd1+u rd2+u rd3u rq =u rq1+u rq2+u rq3p =a , b , cp =a , b , cS spdu = S a i a +S b i c +S c i c -i L dt(1上式中, S a 、S b 、S c 分別表示三相橋臂的開關(guān)函數(shù)。其中:S = 1, 代表對應(yīng)的橋臂上管導(dǎo)通, 下管關(guān)斷; S = 0, 代表對應(yīng)的橋臂下管導(dǎo)通, 上管關(guān)斷。L 代表輸入電感,R 代表包括線路電阻在內(nèi)的等效(5 (6電感電阻。如果三相電網(wǎng)平衡(u sa 、u sb 和u sc 之和為零 , 那么 (1

7、式還可以有所簡化。為便于系統(tǒng)分析與綜合, 采用P ARK 變換, , d :T abc dq =如果令:u rd1=u , q =, =d(, :Ldi +Ri d =-u rd3dt3t cos -sin tcos t -sin t -33cos t +33(2di q L +Ri q =-u rq3dt(7-sin t +將(2 式作用于(1 式, 得到整流器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型為:di dt di q dt du dc dtLS L S q L在(7 式表示的d 、q 電流子系統(tǒng)中, d 、q 軸電流是獨立控制的, 而且控制對象也很簡單, 相當(dāng)于對一個一階對象的控制。之所以能形成

8、(7 式這種簡潔形式, 其主要原因是引入了電流狀態(tài)反饋(u rd2和u rq2 對電流子系統(tǒng)解耦。而引入了電網(wǎng)擾動電壓(u rd1和u rq1 作前饋補(bǔ)償, 也使系統(tǒng)的動態(tài)性能有進(jìn)一步提-=-L-i d i q u -3S d 2C L+3S q 2C 00-0高。圖2是解耦的整流器雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的原理圖。電壓控制器和電壓反饋構(gòu)成外環(huán)。電壓控制器G u (s 的輸出作為d 軸電流(有功分量 指令。電流控制器和電流反饋構(gòu)成內(nèi)環(huán), 但電流內(nèi)環(huán)只是整個電流控制的一部分。對電流的控制還包括了電流狀態(tài)反饋解耦和電網(wǎng)擾動的補(bǔ)償。將電流調(diào)節(jié)器G i(3(s 的輸出分別和另外兩項(狀態(tài)反饋分量和電網(wǎng)電0Lu

9、sd u sq i L00壓前饋分量 合成作為整流器的交流側(cè)d 、q 軸電壓輸出u rd 、u rq 。在同步坐標(biāo)系里看, 三相平衡電網(wǎng)相當(dāng)于常值擾動, 即使不檢測也能消除它的影響。但加入電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償, 有利于提高系統(tǒng)的抗擾能力。況且電網(wǎng)電壓的檢測并不麻煩, 成本也不高。應(yīng)該指出的是, 圖2中用到的整流器模型隱含了兩個假設(shè)。一是認(rèn)為直流電壓的變化對交流輸入電流無影響?；蛘哒f, 相對于電流變化而言, 直流電3整流器的雙閉環(huán)控制原理根據(jù)式(3 表示的整流器模型, 可知輸入電流滿足下式:Ldi =-Ri d +Li q +u sd -u rd dt46電工電能新技術(shù)第21卷壓的變化比較慢?？梢哉J(rèn)

10、為, 直流電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)基本不變。二是認(rèn)為, 開關(guān)狀態(tài)的改變對直流電流的影響僅通過d 、q 軸電流實現(xiàn), 而沒有直接影響到直流輸出電流。所以這里用到的模型還是作了一定的簡化處理, 這是為了分析問題的方便, 但這種簡化是符合實際情況的 。圖2Fig. 2Block 2 loop法。:P (s =( s (T L s +1 (T s s +1 (T if s +1(84雙閉環(huán)整流系統(tǒng)控制器設(shè)計電流控制器設(shè)計經(jīng)過上述的解耦, 對d 、q 軸電流環(huán)控制器的設(shè)計等同于對圖3所示的控制對象設(shè)計控制器。圖3中還考慮了變換器的延時和反饋通道的濾波, 故更接近于實際情況。圖3中, T L 是電感時間常數(shù)(

11、等于L R , 此處L 、R 的定義與前述數(shù)學(xué)模型中的相同 , K R =1R 。K pwm 表示變換器的放大倍數(shù)。而T s 等于開關(guān)周期為方便設(shè)計, 對(8 式作如下處理。令:c =T L使控制器的零點和電感對應(yīng)的大時間常數(shù)極點對消。由于T s 和T if 都是小時間常數(shù), 可用一個時間常數(shù)為T s f 的一階環(huán)節(jié)代替這兩個慣性環(huán)節(jié), T s f 等于T s 和T if 之和, 于是電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)(式(8 可簡化一個典型型系統(tǒng):P (s =s (T s f s +1(9式中:K =K ci K pwm K R K if , T s f =T s +T if這時, 對應(yīng)的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)

12、C (s 為一典型二階系統(tǒng):C (s =1+P (s T s +2的一半, 代表變換器的延時。T if 是反饋通道的濾波時間常數(shù)。T s fs +T s f2n=2n s +2s +2n圖3電流環(huán)原理框圖Fig. 3Block diagram of current loop(10T s f其中:=2KT s fn =, 按二階最優(yōu)的指標(biāo), 令=01707, 則由(10 式可算出相應(yīng)的環(huán)路增益K , 再根據(jù)各環(huán)節(jié)的放大倍數(shù), 由(9 式即可確定電流控制器增益K ci 。又因為考慮到參數(shù)準(zhǔn)確性和漂移等因素, 且一般又希望電流控制無靜差, 所以選用PI 調(diào)節(jié)器。圖3所示第3期熊健, 等:PW M 整

13、流器的控制器工程化設(shè)計方法47等于T L , 所以電流控制器的參數(shù)就確定了。電壓控制器設(shè)計在設(shè)計電壓控制器之前, 必須確定從交流輸入電流i d 、i q 到直流輸出電流i dc 的轉(zhuǎn)換系數(shù)。由整流器模型得:i dc =2c =, =, M r =c 1h +12h - 1(S d i d +S q i q 2(11由于這里S d 和S q 是變量, 所以這里交、直流電流之間的關(guān)系是時變的。為了能用線性方法設(shè)計, 不得不作一些簡化處理。穩(wěn)態(tài)時的i q 等于零, 由于電流閉環(huán)的作用, 動態(tài)過程中i q 的變化也很小?；蛘哌@樣認(rèn)為, 在直流電壓發(fā)生較大變化之前, i q 已經(jīng)完成其暫態(tài)過程達(dá)到零值。

14、從圖2可看到, 可將q 軸電流作為電壓環(huán)內(nèi)的擾動處理。所以暫不考慮q 軸電流的影響。此外, 由于電感電阻R 很小, 對整流器矢量圖上分析可知, S d 在全功率范圍內(nèi)的變化很小。不妨取空載時的S d 值, 因為這時的S d 大。于是可得圖4 圖5電壓環(huán)開環(huán)波德圖Fig. 5Open loop bode diagram of v oltage loop電壓環(huán)設(shè)計的關(guān)鍵是確定中頻寬h 。關(guān)于中頻區(qū)的寬度, 實際經(jīng)驗表明h 一般在310之間。當(dāng)中頻寬確定后, 就可以算出:2u h K =1c 1=222h T u(13 就可確定電壓控制器的參數(shù)了。5實驗結(jié)果按照上述方法, 在以T MS320F240

15、為控制器的PW M 整流器實驗樣機(jī)上進(jìn)行了實驗驗證。為獲得圖4電壓環(huán)控制框圖Fig. 4Block diagram of v oltage loop圖4中C (s 表示電流的閉環(huán)傳遞函數(shù)(見電流環(huán)部分 。由于C (s 是二階的, 為系統(tǒng)綜合方便對電流閉環(huán)傳遞函數(shù)作降階處理, 認(rèn)為C (s 近似等于式(12 所示的小慣性環(huán)節(jié):C (s 離散形式的控制器, 可以先按前述方法在連續(xù)域設(shè)計出控制器的表達(dá)式, 然后用雙線性變換求出其離17 散形式。圖6(a 是整流器a 、b 兩相輸入電流波形, 圖6(b 是A 相電流波形(幅值較小 和電壓波形, 圖6(c 是在空載狀態(tài)突加負(fù)載時的交流輸入電流波形和直流輸

16、出電壓波形。實驗表明, 雙閉環(huán)控制器的工程化設(shè)計方法完全可以用于整流系統(tǒng)中。2T s f +1(12再將(12 所示的慣性環(huán)節(jié)和電壓反饋通道的濾波環(huán)節(jié)合并, 降階后的電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為:(13 P (s =2s (T u s +1 式中:K =115K ui S d K if K u f C , T u =2T s f +T u f式(13 是一個典型型系統(tǒng)?？砂聪率霾襟E設(shè)計控制器參數(shù)。圖5是(13 式的開環(huán)波德圖。對圖5所示的系統(tǒng), 當(dāng)其閉環(huán)諧振峰值M r 最小時, 各變量存在下列關(guān)系:圖6(a A 相和B 相輸入電流Fig. 6(a Input current waveform of p

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30、外沖擊波碎石技術(shù) M . 上海 : 上海交通大 Experimental research and investigation of binary repetitive pulsed power technology ZHOU Yue , SUN Xi2zhao 1 ( 1. Beijing Sody Medical Equipment Co. Ltd. , Beijing 100035 , China ; 2. Nanjing Univ. Medical School , Nanjing 210008 , China Abstract : According to the experimen

31、tal research and investigation , using binary repetitive pulsed power technology in ture of new lithotriptors. ESWL , the breaking efficiency could be enhanced. It would give far2reaching influence on clinical research and manufac2 Key words : binary repetitive pulse ; ESWL ( 上接第 48 頁 , cont. from p. 48 A