非平衡條件下三相逆變電源相位對稱性的研究

1、非平衡條件下三相逆變電源相位對稱性的研究    摘要：針對常規(guī)三相逆變電源不能滿足任意不平衡負(fù)載的缺點，提出了一種組合式三相逆變電源，其電路和磁路完全解耦。各相電壓獨立調(diào)節(jié)，相位分別采用鎖相環(huán)進行閉環(huán)控制，使輸出電壓的相位跟蹤各自的基準(zhǔn)相位，保證了輸出電壓和相位的對稱性。實驗證明了電路設(shè)計的正確性，該方案已應(yīng)用到SFCD系列逆變電源中。關(guān)鍵詞：不平衡負(fù)載；相位對稱性；相位反饋；鎖相環(huán)；穩(wěn)定性 0 引言    對于三相逆變電源供電系統(tǒng)，如果三相負(fù)載是平衡的，對電源輸出相位的對稱性不構(gòu)成影響。倘若三相負(fù)載不平衡，由于電源相與相之

2、間在電路和磁路上都存在耦合關(guān)系，這就勢必要影響到三相電源輸出相位的對稱性，使之偏離120°的對稱關(guān)系。相位的不對稱隨之也引起線電壓的不對稱，負(fù)載的不平衡度越嚴(yán)重，影響越大。以致負(fù)載不能正常工作，儀表及軍事裝備的性能不能正常發(fā)揮。針對常規(guī)逆變電源存在的這一實際問題，本文提出了相位反饋，用鎖相環(huán)將輸出電壓的相位與基準(zhǔn)相位比較，實現(xiàn)閉環(huán)控制的方案。設(shè)計了相關(guān)的電路，并進行了電路實驗，較好地解決了這一問題。使逆變電源的供電特性得到提高，有效地拓寬了對負(fù)載的適用范圍。 1 相位跟蹤鎖定的基本原理    圖1(a)是一臺逆變電源的輸出電路示意圖1，虛線框內(nèi)為輸出端交

3、流濾波器。將每相輸出濾波器的串聯(lián)阻抗與逆變器的輸出阻抗合并，以A相為例其串聯(lián)等效阻抗可表達為     ZAS=RAS+jLAS    （1）式中：RAS、LAS分別為等效串聯(lián)電阻和電感。    負(fù)載不平衡時逆變電源輸出端電壓矢量圖如圖1(b)所示，可以看出盡管逆變器輸出電壓UAt,UBI，Uc1對稱，而負(fù)載端的UA，UB，UC已不再對稱，常規(guī)逆變電源是無法克服這一弊端的。在圖1(c)的矢量圖中，盡管負(fù)載不平衡，UA，UB，UC仍為對稱的，而逆變器的輸出電壓UAI,UBI,UCI卻是不對稱的，這就是說，在負(fù)

4、載不對稱的情況下，可以在逆變器輸出端進行校正。只要分別動態(tài)地實時控制各相的相位重新回到對稱位置，就可以維持電源輸出端的相位總是處于對稱狀態(tài)?；谶@種設(shè)計思想，相位控制電路組成框圖如圖2所示。以A相為例，它由信號調(diào)理、電子開關(guān)、鎖相環(huán)路、正弦脈寬調(diào)制器等組成?；鶞?zhǔn)相位發(fā)生器產(chǎn)生二相互差120度的參考相位信號Uir(i E a，b，c)。 2 電路的設(shè)計與實現(xiàn)21 信號調(diào)理與電子開關(guān)電路    電路如圖3所示。在電源的輸出端由取樣變壓器降壓隔離后的相位反饋信號Uar，經(jīng)跟隨器A1緩沖隔離，送到比較器A2同相端。為保證A2的輸出端在無信號反饋時穩(wěn)定無振蕩(如檢修或逆變器

5、不工作)，且有一個確定的高電平，三相的調(diào)理電路統(tǒng)一設(shè)置一個參考電平Uref，Uref其實是一個超前補償電平，因而還可以提高相位反饋環(huán)路的響應(yīng)速度，并不影響相位檢測的精度，而且也避免了比較器在過零點的抖動。設(shè)計選用高輸入阻抗，高共模抑制比，低漂移，低功耗，速度適中的集成運算放大器TL082作跟隨器和比較器。R3，D1用以削去負(fù)向方波。調(diào)理后的信號為Uaf。     當(dāng)高壓整流電路，控制電路等低壓電源均已上電工作，主電路處待逆變狀態(tài)時，輸出端無輸出，因而信號調(diào)理電路無反饋輸入。PLL雖有基準(zhǔn)相位方波Uar，但無比較對象，PLL處在失鎖狀態(tài)。電子開關(guān)的作用就是將壓控振蕩

6、器(VCO)的輸出經(jīng)N1分頻后的Uvi接入。構(gòu)成內(nèi)環(huán)的閉環(huán)鎖相，由此決定SPWM電路中參考正弦的相位?？刂齐娐樊a(chǎn)生的驅(qū)動信號處于待發(fā)送狀態(tài)。逆變啟動后，逆變輸出Uaf反饋至信號調(diào)理電路產(chǎn)生Uar,電子開關(guān)再將Uaf切換至PLL與參考相位Uar進行相位比較，構(gòu)成外環(huán)的相位反饋控制，斷開內(nèi)環(huán)的UNI信號。其波形關(guān)系如圖4所示。電子開關(guān)由組合邏輯電路完成，這里不再詳述。 22鎖相環(huán)的應(yīng)用    鎖相環(huán)是整個方案設(shè)計的重點，電路如圖5所示。由鎖相環(huán)23的理論知，鎖相環(huán)是利用相位差產(chǎn)生控制信號，從而消除相位偏差，所以，鎖相環(huán)的輸人量是基準(zhǔn)相位信號Uir的相位，輸出量是逆變器

7、輸出電壓Uar(i Ea,b,c)的相位。因為Uir的頻率是固定的，可設(shè)基準(zhǔn)輸入相位為Wit+oi壓控振蕩器(VCO)的數(shù)學(xué)模型為     t（t）=0+k0uc（t）  （2） 式中：Uc(t)是VCO的控制電壓；    Wo為VCO的固有頻率；    Ko為VC0的控制靈敏度。    環(huán)路反饋的瞬時相位f(t)是r(t)的積分，即f(t)=ot+Kouc(t)p，可以推得頻差和相差的關(guān)系為    e(t)=o(1-e-h)K+e(O

8、)e-kt (3)式中：第一項為零狀態(tài)響應(yīng),第二項為零輸入響應(yīng)，e(O)為起始相位差。    對式(3)的進一步分析表明，因鎖相環(huán)基準(zhǔn)相位信號Uir(t)的頻率是固定的，可以消除頻差。但存在一定的相差Or(t)，Oe(t)能否消除，取決于環(huán)路低通濾波器(LPF)的特性。若LPF能產(chǎn)生一個Wok的控制電壓，則Oe(t)=0。因此，環(huán)路濾波器的參數(shù)對整個環(huán)路的動靜態(tài)性能影響很大，設(shè)計時可以通過調(diào)整參數(shù)來獲得想要的性能。由R3,R4,C1構(gòu)成無源比例積分器，其開環(huán)傳遞函數(shù)為    Ho(s)=K(l+t28)s(l+t1s) (4)式中：1

9、=(R3+R4)C1，2=R4C1。    由于逆變器和輸出濾波器均是滯后環(huán)節(jié)，寄生相移的影響使實際的相位裕量可能小于零，環(huán)路將處于不穩(wěn)定狀態(tài)。分析表明4，二階環(huán)路的相位裕量y隨阻尼比f的增大而增大，超調(diào)量Mp隨f的增大而減小。 3 實驗結(jié)果    逆變電源的輸出頻率通常是穩(wěn)定不變的，不存在頻率的躍變。設(shè)計適當(dāng)?shù)碾娙蓦娮?C1，R3，R4)參數(shù)，可使起始頻差很小，能快速進入捕捉帶?；谏鲜鲈O(shè)計思想，應(yīng)盡可能地增大f，而減少n(環(huán)路的自然諧振頻率)，且c(級通濾波器的截止頻率)和Wn在同一個數(shù)量級。通頻帶的減小有利于干擾的抑制，相位裕量

10、的增大有利于環(huán)路的穩(wěn)定。這對逆變器來說至關(guān)重要。環(huán)路的調(diào)節(jié)時間不必苛求，穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差達到指標(biāo)要求即可。通常時間常數(shù)T1，T2的選取原則為：T1>1f1(f1為參考頻率)，T1>10T2。經(jīng)多次優(yōu)化，選取了一組環(huán)路低通濾波器的有關(guān)參數(shù)進行了綜合設(shè)計：1=35 s，2=O1 s，=35，N=32(環(huán)路的分頻比)，因為         通常選取n<Wr(參考相位的角頻率)，以提高環(huán)路對雜波的抑制度。按照選取的參數(shù)        采用通用型集成電荷泵鎖相環(huán)CD4046和相應(yīng)電路在一臺三相12 kw、400Hz、127 V220V的實驗樣機上進行了電路試驗。圖6為A相額定負(fù)載，其余兩相空載時，A相輸出Uaf跟蹤參考相位Uar的波形(圖中Uar 5v