單工無線發(fā)射接收系統(tǒng)的畢業(yè)設計論文

單工無線發(fā)射接收系統(tǒng)的畢業(yè)設計論文

目錄TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"1緒論1\o"CurrentDocument"2無線通訊1\o"CurrentDocument"2.1無線電的發(fā)送2\o"CurrentDocument"2.2無線電的接收2\o"CurrentDocument"2.3無線通信距離的計算3\o"CurrentDocument"2.4無線電傳輸優(yōu)點4\o"CurrentDocument"2.5調(diào)頻波4\o"CurrentDocument"3系統(tǒng)設計6\o"CurrentDocument"3.1總體設計方案6\o"CurrentDocument"3.2方案論證與比較7\o"CurrentDocument"單元電路設計9\o"CurrentDocument"4.1音頻無線發(fā)射電路的設計9\o"CurrentDocument"4.2音頻無線接收電路的設計13\o"CurrentDocument"4.3電源模塊設計19\o"CurrentDocument"系統(tǒng)測試20\o"CurrentDocument"5.1分級調(diào)試20\o"CurrentDocument"5.2統(tǒng)調(diào)21\o"CurrentDocument"5.3發(fā)射機頻率測試和峰值功率測試21\o"CurrentDocument"5.4測試使用的儀器226結論23參考文獻24致謝25英文資料及中文翻譯261緒論隨著無線電技術的發(fā)展，通訊方式也從傳統(tǒng)的有線通訊逐漸轉向無線通訊。由于傳統(tǒng)的有線傳輸系統(tǒng)有配線的問題，較不便利，而無線通訊具有成本廉價、建設工程周期短、適應性好、擴展性好、設備維護容易實現(xiàn)等特點，故未來通訊方式將向無線傳輸系統(tǒng)方向發(fā)展。同時，實現(xiàn)系統(tǒng)運行的最小功耗是現(xiàn)代電子系統(tǒng)的普遍取向，也是綠色電子的基本要求。因而，如何通信才能使系統(tǒng)穩(wěn)定、高效、節(jié)能的運行，成為系統(tǒng)開發(fā)過程中必須加以考慮的主要內(nèi)容。傳統(tǒng)的無線發(fā)射接收系統(tǒng)，存在著電路復雜、靈敏度低、噪聲大、不易調(diào)諧等缺點。本設計采用載波的瞬時頻率隨傳播信號的變化規(guī)律而變化的調(diào)制方法，即調(diào)頻方法。調(diào)頻要求工作波長極短，但由于它不怕余波干擾，不串臺，所以具有極好的接收性能，而且還能播送和接收立體聲信號。此外，語音信號采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號的信噪比，以保證語音業(yè)務的可靠傳輸。本設計中采用調(diào)頻立體聲接收機集成芯片優(yōu)化電路，使得接收靈敏度大為改善，外圍元件極少。同時采用鎖相環(huán)技術，增強鎖定頻率信號準確度。接收機采用電容分壓式濾波器，具有動態(tài)范圍大，調(diào)整方便的特點。2無線通訊通常，人的說話聲、音樂聲等各種聲音的傳播距離是很短的，當人大聲喊叫時，能在三十米外聽清楚已是不容易了。低頻率的電信號實際上不可能以電磁波的形式從天線有效地輻射到空間去，只有當饋送到天線的電流頻率足夠高，及波長足夠短，短到能與天線的尺寸相比擬，才會有足夠的電磁能輻射出去。因此，要想不用導線傳送信號，只能借助于高頻電磁波，由它將低頻信號“攜帶”到空間去。將聲頻電信號寄載在高頻正弦波上（稱為調(diào)制）利用天線發(fā)射成無線電波，用無線電波來載低頻電信號，就可以不用導線在空間傳播很遠。將聲頻電信號寄載在高頻正弦波上，是用聲頻電信號去控制等幅高頻正弦波的某一參數(shù)（振幅、頻率或初相位）來達到的，即使該參數(shù)按聲頻電信號的規(guī)律去變化。當控制的是高頻正弦波的幅度時，這種調(diào)制稱為幅度調(diào)制或簡稱調(diào)幅。同樣，當被控制的是高頻正弦波的頻率或初相位時，則分別成為頻率調(diào)制或相位調(diào)制，簡稱調(diào)頻或調(diào)相。經(jīng)過調(diào)制的高頻正弦波稱為已調(diào)波，或稱為無線電信號。由此可見，等幅的高頻正弦波實際上起著運載聲頻信號的運輸工具的作用，所以在無線電技術中常稱它為載波。載波的頻率一般從幾百赫茲到幾千兆赫茲。一個導體如果載有高頻電流，就有電磁能向空間輻射。電磁能是以波的形式向外傳播的，稱為電磁波。高頻率的電流稱為載波電流或簡稱為載波。這種頻率稱為載波

頻率或射頻。載有載波電流，使電磁能以電磁波形式向空間發(fā)射的導體，稱為發(fā)射天線。如果我們設法用電報或電話信號控制載波電流，則電磁能中就含有所要發(fā)送的電報或電話信息，這就是無線電信號發(fā)送的過程。在接收端，首先由接收天線將收到的電磁波還原為與發(fā)送端相似的高頻電流。然后經(jīng)過檢波，取出原來的電報或電話信號，就完成了無線電通信。對于無線電通信來說傳輸媒質(zhì)為自由空間。如果傳輸媒質(zhì)為電纜或光纖，就組成了有線載波通信系統(tǒng)，其中傳輸媒質(zhì)為光纖的通信系統(tǒng)又稱為光纖通信。2.1無線電的發(fā)送從上面的簡略敘述可知，要完成無線電通信，首先必須產(chǎn)生高頻率的載波電流，然后設法將電報或電話信號“加到”這載波上去。在無線電技術中采用振蕩器來產(chǎn)生高頻電流。振蕩器是無線電發(fā)送設備的基本單元。為了發(fā)送電報信號，可以加一個電鍵來控制供給振蕩器的直流電源，即得到如圖2-1所示的無線電報發(fā)射機方框圖。電源接通時，振蕩器發(fā)生高頻電流i；電源斷開時，振蕩器沒有高頻電流送出。高頻電流送至發(fā)射天線，轉變?yōu)殡姶挪ǎò怂獋魉偷碾妶笮盘枺┌l(fā)射出去[1]（a）方框圖發(fā)射圖2-1無線電報發(fā)射機的基本原理圖（a）方框圖發(fā)射2.2無線電的接收無線電信號的接收過程正好和發(fā)送過程相反。在接收處，先用接收天線將收到的電磁波轉變?yōu)橐颜{(diào)波電流，然后從已調(diào)波中檢出原始信號。這一過程正好和發(fā)送相反，稱為解調(diào)（接收調(diào)幅信號時，也叫檢波。接收角度調(diào)制信號時，也叫鑒頻或鑒相）。最后再用聽筒或者揚聲器（喇叭）將檢波取出的音頻電流變?yōu)槁暷埽司吐牭搅税l(fā)射機處發(fā)送的語言、音樂等信號。因此，最簡單的接收機就是一個檢波器。但是，接收天線所收到的電磁波很微弱。為了提高接收機的靈敏度，可在檢波器之前加一級至幾級高頻小信號放大器，然后再檢波。檢波之后，再經(jīng)過適當?shù)牡皖l放大，最后送到揚聲器或耳機中轉變?yōu)槁曇?。這樣就得到如圖2-2所示的接收機方框圖。圖2-2直接放大式接收機方框圖2.3無線通信距離的計算這里給出自由空間傳播時的無線通信距離的計算方法。所謂自由空間傳播系指天線周圍為無限大真空時的電波傳播，它是理想傳播條件。電波在自由空間傳播時，其能量既不會被障礙物所吸收，也不會產(chǎn)生反射或散射。通信距離與發(fā)射功率、接收靈敏度和工作頻率有關。下面用公式說明在自由空間下電波傳播的損耗。Los=32.44+20lgd(Km)+20lgf(MHz)(2.1)Los是傳播損耗，單位為dBd是距離，單位是Kmf是工作頻率，單位是MHz由上式可見，自由空間中電波傳播損耗(亦稱衰減)只與工作頻率f和傳播距離d有關，當f或d增大一倍時，Los將分別增加6dB。下面舉例說明一個工作頻率為433.92MHz，發(fā)射功率為+10dBm(10mW)，接收靈敏度為-105dBm的系統(tǒng)在自由空間的傳播距離。由發(fā)射功率+10dBm，接收靈敏度為-105dBm可得：Los=115dB。由Los、f可計算得出：d=30.974公里。這是理想狀況下的傳輸距離，實際的應用中可能低于該值，這是因為無線通信要受到各種外界因素的影響，如大氣、阻擋物、多徑傳播等造成的損耗，將上述損耗的參考值計入上式中，即可計算出近似通信距離。假定大氣、遮擋等造成的損耗為25dB，可以計算得出通信距離為：d=1.742公里。2.4無線電傳輸優(yōu)點無線通訊方式與有線通訊相比主要有如下優(yōu)點：⑴成本廉價有線通信方式的建立必須架設電纜，或挖掘電纜溝，因此需要大量的人力和物力；而用無線電臺建立無線語音傳輸方式則無須架設電纜或挖掘電纜溝，只需要在每個終端連接無線電臺和架設適當高度的天線就可以了。相比之下用無線電建立語音傳輸通道，節(jié)省了人力物力，投資是相當節(jié)省的。當然在一些近距離的語音通訊系統(tǒng)中，無線的通訊方式并不比有線的方式成本低，但是有時候實際的現(xiàn)場環(huán)境難以布線，客戶根據(jù)現(xiàn)場環(huán)境的需要還是會選用無線的方式來實現(xiàn)通訊。⑵建設工程周期短當要把相距數(shù)公里到數(shù)十公里距離的遠程站點相互連接通訊的時候，采用有線的方式，必須架設長距離的電纜或者挖掘漫長的電纜溝，這個工程周期可能就需要數(shù)個月的時間，而用無線發(fā)射接收系統(tǒng)建立無線語音傳輸?shù)姆绞?，只需要架設適當高度的天線，工程周期只需要幾天或者幾周就可以，相比之下，無線的方式可以迅速組建起通信鏈路，工程周期大大縮短。⑶適應性好有線通訊的局限性太大，在遇到一些特殊的應用環(huán)境，比如遇到山地、湖泊、林區(qū)等特殊的地理環(huán)境或是移動物體等布線比較困難的應用環(huán)境的時候，將對有線網(wǎng)絡的布線工程有著極強的制約力，而用無線發(fā)射接收系統(tǒng)建立無線語音傳輸方式將不受這些限制，所以說用無線發(fā)射接收系統(tǒng)建立專用無線語音傳輸方式將比有線通訊有更好的更廣泛的適應性，幾乎不受地理環(huán)境限制。⑷擴展性好在用戶組建好一個通訊網(wǎng)絡后，常常因為系統(tǒng)的需要增加新的設備。如果采用有線的方式，需要重新的布線，施工比較麻煩，而且還有可能破壞原來的通訊線路，但是如果采用無線電臺建立無線語音傳輸方式，只需將新增設備與無線電臺相連接就可以實現(xiàn)系統(tǒng)的擴充了，相比之下有更好的擴展性。⑸設備維護上更容易實現(xiàn)有線通訊鏈路的維護需沿線路檢查，出現(xiàn)故障時，一般很難及時找出故障點，而采用無線發(fā)射接收系統(tǒng)建設，則沒有線路維護的困難。2.5調(diào)頻波

頻率調(diào)制又稱調(diào)頻(FM),是使高頻振蕩信號的頻率按調(diào)制信號的規(guī)律變化，而振幅保持恒定的一種調(diào)制方式。調(diào)頻波用英文字母FM表示。調(diào)頻信號的解調(diào)稱為鑒頻或頻率檢波。設調(diào)制信號為TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"七(t)=七cosQt(2.2)載波信號為\o"CurrentDocument"Uc(t)=Uccosot(2.3)調(diào)頻時，載波電壓振幅度ucm不變，而載波瞬時間頻率則隨調(diào)制信號規(guī)律變化，即為頓\o"CurrentDocument"o(t)=o+KU(t)=o+Aw(t)(2.4)式中3為載波角頻率，又稱為調(diào)頻波中心頻率；cKf為比例常數(shù)表示載波頻率變化隨調(diào)制信號變化的程度大小。其值由調(diào)頻電路決定，單位是孤度/秒?伏(rad/s?v)；Ao(t)=KUq(t)為瞬時角頻率相對于中心頻率的頻率偏移，簡稱頻偏。最大頻偏與調(diào)制信號的振幅成正比，而與調(diào)制信號的頻率無關。這是調(diào)頻波的基本特征。調(diào)頻后載波瞬時相位也會產(chǎn)生變化，其瞬時相位為(2.5)(2.6)O(t)=J；o(t)dt=oct+kf\0UQ(t)dt=oct+A①(t)(2.5)(2.6)式中，3ct為未調(diào)頻時載波相位;A①(t)=KfJ0Uo(t炒為調(diào)頻后，瞬時相位相對于oct的相位偏移。調(diào)頻波的數(shù)字表示式為UFMQ=UCOS[o/+、爐q(t)dt]根據(jù)(2.6)式可畫出調(diào)頻波的波形圖，如圖根據(jù)(2.6)式可畫出調(diào)頻波的波形圖，如圖2-3所示。圖2-3調(diào)頻波的形成由調(diào)頻波的形成過程及調(diào)頻波的波形可見調(diào)頻波（調(diào)頻信號）的特點是：其頻率隨調(diào)制信號振幅的變化而變化，而它的幅度卻始終保持不變。當調(diào)制信號的幅度為零時，調(diào)頻波的頻率稱為中心頻率3。當用一完整的調(diào)制信號（即調(diào)制信號的幅度作0正負變化）對高頻載波進行調(diào)頻時，調(diào)頻波的頻率就圍繞著30而隨調(diào)制電壓線性地改變。當調(diào)制信號向正的方向增大時，調(diào)頻波的頻率就高于中心、頻率；反之，當調(diào)制信號向著負的方向變化時，調(diào)頻波的頻率就低于中心頻率。可見，調(diào)制信號的幅度越大，頻率的偏移也越大，調(diào)頻波以其頻率的變化代表著調(diào)制信號的特征⑵。3系統(tǒng)設計3.1總體設計方案設計要求為：設計一個單工無線發(fā)射接收系統(tǒng)，實現(xiàn)無線發(fā)射機至接收機間的單工語音傳輸業(yè)務。由于語音業(yè)務對誤碼不敏感，可以采用調(diào)頻方式發(fā)送信息，設計中采用了分立元件構成音頻無線發(fā)射電路。接收機采用第三代立體聲放收音機電路CXA1238組成單片收音機。CXA1238是性能優(yōu)良的收音集成電路，內(nèi)部有AM、FM的高放、混頻、中放、檢波、鑒頻以及FM立體聲解碼、自動頻率控制電路等功能，外圍元件較少。接收機采用電容分壓式濾波器，即可提高鏡像抑制比，又可使天線達到最佳匹配，具有動態(tài)范圍大、調(diào)整方便的特點。語音信號采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號的信噪比，以保證語音業(yè)務的可靠傳輸，下表是調(diào)幅和調(diào)頻的優(yōu)缺點比較。表3-1調(diào)幅和調(diào)頻優(yōu)缺點比較調(diào)幅（AM）調(diào)頻（FM）1.傳送音頻頻帶較寬（100Hz—5KHz）適宜于高保真優(yōu)點八、、傳播距離遠，覆蓋面大電路相對簡單音樂廣播抗干擾性強，內(nèi)設限幅器除去幅度干擾應用范圍廣，用于多種信息傳遞可實現(xiàn)立體聲廣播缺點八、、傳送音頻頻帶窄（200Hz—2500Hz），高音缺乏傳播中易受干擾，噪聲大傳播衰減大，覆蓋范圍小設計要求：⑴設計發(fā)射頻率在32MHz左右，無線發(fā)射機傳送信號的輸入采用線路輸入方式，采用了分立元件構成音頻無線發(fā)射電路。⑵設計采用一個接收頻率與無線發(fā)射機相對應的接收機，接收機采用第三代立體聲放收音機電路CXA1238組成的單片收音機，用揚聲器收聽語音信號。⑶送信號正弦波在300Hz?3400Hz時，系統(tǒng)發(fā)射功率20mW左右。⑷線發(fā)射接收機室內(nèi)通信距離（兩設備間的最近距離）不小于5米。⑸線發(fā)射接收機收發(fā)天線采用拉桿天線或導線，長度小于等于1米。⑹系統(tǒng)可實現(xiàn)無明顯失真的語音傳輸。3.2方案論證與比較3.2.1音頻無線發(fā)射電路設計方案論證與選擇方案1：采用單片調(diào)頻發(fā)射集成電路組成芯片MC2833。它可構成發(fā)射高頻率信號的功率放大器。電路由音頻放大器、可變電抗器、射頻振蕩器、輸出緩沖器以及放大電路構成。由集成芯片MC2833組成的調(diào)頻發(fā)射機，先將語音通過話筒變成音頻電壓信號送給音頻放大器進行音頻電壓放大，此音頻電壓信號經(jīng)耦合電容送給可變電抗的輸入端腳3去控制可變電抗，而由可變電抗以及電感、品體與高頻振蕩器組成調(diào)頻振蕩電路，產(chǎn)生調(diào)頻波經(jīng)緩沖送給兩級二倍頻放大器。電路實現(xiàn)基本框圖如圖3-1所示。但由于該芯片涉及到的諧振回路較多，不易統(tǒng)調(diào)，因而頻率不易控制，導致信號不穩(wěn)定，容易跑臺，實現(xiàn)較為困難。圖3-1MC2833電路基本框圖方案2：采用集成芯片BA1404及相關電路構成。它主要由前置音頻放大器，立體聲調(diào)制器，F(xiàn)M調(diào)制器及射頻放大器組成。利用內(nèi)部參考電壓改變變?nèi)荻O管的電容值，可實現(xiàn)發(fā)射頻率的調(diào)整。圖3-2所示為電路框圖。此電路可實現(xiàn)立體聲調(diào)頻發(fā)射，典型調(diào)頻頻段為75-108MHz，振蕩頻率不易調(diào)整，尤其是低端頻率實現(xiàn)困難，難以實現(xiàn)要求頻段的調(diào)整。圖3-2BA1404電路基本框圖方案3：采用分立元件構成音頻無線發(fā)射電路。圖3-3所示為分立元件調(diào)頻電路框圖。利用三極管構成高頻振蕩器，調(diào)節(jié)相應的電感和電容的大小，可產(chǎn)生穩(wěn)定的中心頻率，在音頻信號的作用下，可產(chǎn)生相應的調(diào)頻波，再經(jīng)過緩沖放大和末級功率放大，得到需要的調(diào)頻信號。相對前兩種電路，不僅電路簡單，而且調(diào)試控制非常靈活，可靠性好，抗干擾能力強，容易實現(xiàn)調(diào)頻的要求。圖3-3分立元件調(diào)頻電路框圖綜上所述，本設計選擇方案3,即利用分立元件構成音頻無線發(fā)射電路。3.2.2音頻無線接收電路設計方案論證與比較方案1：采用芯片MC3362。該芯片是美國MOTOROLA公司生產(chǎn)的單片窄帶調(diào)頻接收電路，主要應用于語音通訊和數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o線接收機。調(diào)頻接收電路框圖如圖3-4所示。MC3362片內(nèi)包含振蕩電路、混頻電路、限幅放大器、積分鑒頻器、場強指示驅動及載頻檢波電路等電路。具有低供電電壓、低功耗、靈敏度高等特點，主要應用于語音和數(shù)字通訊的接收設備。但是該電路較多用于調(diào)頻廣播接收，在要求的頻段內(nèi)進行調(diào)試相對困難。圖3-4MC3362調(diào)頻接收電路框圖方案2：采用集成芯片CXA1019S。該芯片內(nèi)部電路包括了AM/FM收音機從天線輸入經(jīng)調(diào)頻高放、本振、混頻在由中放、檢波、直至調(diào)頻功放的整個環(huán)節(jié)。調(diào)頻接收電路，將調(diào)幅輸入端IC對變頻信號公共端短路，拉桿天線經(jīng)耦合電容到帶通濾波器，該濾波器的作用是抑制調(diào)頻波段以外的信號的干擾。CXA1019S雖然把調(diào)頻頭電路集成進去，提高了集成度，但是相對CXA1238S增益較低，因而接收靈敏度較低。調(diào)頻接收電路框圖如圖3-5所示。圖3-5CXA1019S調(diào)頻接收電路框圖方案3：采用集成芯片CXA1238S。它在片內(nèi)完成了混頻、中放、鑒頻及立體聲解碼等功能，該芯片內(nèi)部包含F(xiàn)M前置放大、立體聲解調(diào)放大、FM中頻放大及鑒頻等環(huán)節(jié)，尤其是芯片內(nèi)采用了鎖相技術，由于芯片高度的集成化，因而接收機電路外圍元

件極少、中心穩(wěn)定，調(diào)諧簡單、抗干擾性強、電路穩(wěn)定，調(diào)整方便等優(yōu)點。綜上所述，本設計選擇方案3,即采用CXA1238S構成的FM解調(diào)電路。4單元電路設計4.1音頻無線發(fā)射電路的設計本設計中的聲音調(diào)頻發(fā)射部分采用常用分立元件構成電路。下面分別從LC電路的基本工作原理、正弦波振蕩電路的振蕩條件和考畢茲振蕩器的模型及在設計電路中的應用方面入手對發(fā)射單元電路進行分析。4.1.1LC電路的基本工作原理⑴構成一個LC振蕩器必須具備下列三個條件：一套振蕩回路，包含兩個（或兩個以上）儲能元件。在這兩個元件中，當一個釋放能量時，另一個就接收能量。釋放與接收能量可以往返進行，其頻率決定于元件的數(shù)值。一個能量來源，可以補充由振蕩回路電阻所產(chǎn)生的能量的損失。在晶體管振蕩器中，這能源就是直流電源Vcc。一個控制設備，可以使電源功率在正確的時刻補充電路的能量損失，以維持等幅振蕩。這是由有源器件（電子管、品體管或集成塊等）和正反饋電路完成的⑶。⑵LC振蕩器起振條件①相位平衡條件：X和X必需為同性質(zhì)的電抗，X必需為異性質(zhì)的電抗，且它cebe們之間滿足下列關系:Xc①相位平衡條件：X和X必需為同性質(zhì)的電抗，X必需為異性質(zhì)的電抗，且它cebe們之間滿足下列關系:Xc=-(X+X)即beIXl1=1XcIq_1~1lc②幅度起振條件cb圖4-1三點式振蕩器式中：q——晶體管的跨導，F(xiàn)u——反饋系數(shù)，Av——放大器的增益，qie——晶體管的輸入電導，q^——晶體管的輸出電導，qL——晶體管的等效負載電導，

Fu一般在0.1?0.5之間取值。4.1.2正弦波振蕩電路的振蕩條件從結構上來看，正弦波振蕩電路就是一個沒有輸入信號的帶選頻網(wǎng)絡的正反饋放大電路。圖4-2（a）大電路。圖4-2（a）表示接成正反饋時放大電路在輸入信號乂，=0時的方框圖，改畫一下，便得圖4-2（b）。（。）正反饋放大電路的方框圖（b）正弦波振蕩電路的方框圖（。）正反饋放大電路的方框圖（b）正弦波振蕩電路的方框圖圖4-2正弦波振蕩電路的方框圖由圖可知，如在放大電路的輸入端（1端）外接一定頻率、一定幅度的正弦波信號乂/經(jīng)過基本放大電路和反饋網(wǎng)絡所構成的環(huán)路傳輸后，在反饋網(wǎng)絡的輸出端（2端），得到反饋信號x'如果x與乂在大小和相位上都一致，那么，就可以除去外接信號X/而將1、2兩端連接在一起（如圖中的虛線所示）而形成閉環(huán)系統(tǒng)，其輸出端可能繼續(xù)維持與開環(huán)時一樣的輸出信號。這樣，由于脆X，便有X.f=1X,oX.f=1X,oX*X*a(4.1)在上式中，仍設A=A/中，F(xiàn)=F/七，則可得(4.2)AF=AFZ(^+七)=1即AF=AF=1(4.2)和中+中=2n兀，n=0,1,2,（4.3）f式（4.2）稱為振幅平衡條件，而式（4.3）則稱為相位平衡條件，這是正弦波振

蕩電路產(chǎn)生持續(xù)振蕩的兩個條件。值得注意的是，無論是負反饋放大電路的自激條件（-AF=1）。或振蕩電路的振蕩條件（AF=1），都是要求環(huán)路增益等于1。不過，由于反饋信號送到比較環(huán)節(jié)輸入端的+、-符號不同，所以環(huán)路增益各異，從而導致相位條件不一致。振蕩電路的振蕩頻率fo是由（4.3）的相位平衡條件決定的。一個正弦波振蕩電路只在一個頻率下滿足相位平衡條件這個頻率就是fo，這就要求在AF環(huán)路中包含一個具有選頻特性的網(wǎng)絡，簡稱選頻網(wǎng)絡。它可以設置在放大電路A中，也可設置在反饋網(wǎng)絡F中，它可以用R、C元件組成，也可以用L、C元件組成。用R、C元件組成選頻網(wǎng)絡的振蕩電路稱RC振蕩電路，一般用來產(chǎn)生1Hz~1MHz范圍內(nèi)的低頻信號；而用L、C元件組成選頻網(wǎng)絡的振蕩電路，一般用來產(chǎn)生1MHz以上的高頻信號。欲使振蕩電路能自行建立振蕩，就必須滿足AF〉1的條件。這樣，在接通電源后，振蕩電路就有可能自行起振，或者說能夠自激，最后趨于穩(wěn)態(tài)平衡[5]4.1.3考畢茲振蕩器的模型及在設計電路中的應用⑴電容三點式振蕩器電容三端振蕩器與電感三端振蕩電路相比，電容三端振蕩器的優(yōu)點是輸出波形較好，這是因為集電極和基極電流可通過對諧波為低阻抗的電容支路回到發(fā)射極，所以高次諧波的反饋減弱，輸出的諧波分量減小，波形更加接近于正弦波。其次，該電路中的不穩(wěn)定電容（分布電容、器件的結電容等）都是于該電路并聯(lián)的，因此適當加大回路電容量，就可以兼容不穩(wěn)定因素對振蕩頻率的影響，從而提高了頻率穩(wěn)定度。最后，當工作頻率較高時，甚至可以只利用器件的輸入和輸出電容作為回路電容。因而本電路適用于較高的工作頻率，考畢茲電路如圖4-3所示。L1（a）考畢茲振蕩器L1（b）交流等效電路

圖4-3電容三端振蕩器電路（考畢茲振蕩器）L1（a）考畢茲振蕩器L1（b）交流等效電路⑵考畢茲振蕩器的設計模型根據(jù)正弦波振蕩器形成振蕩的兩個條件以及采樣電路的要求，設計如圖4-4的考畢茲振蕩器的設計模型。它由兩部分組成：一是放大器部分采用AD8620。二是選頻反饋網(wǎng)絡。放大器采用同相輸入的方式，目的是為了形成正反饋。選頻網(wǎng)絡采用LC諧振回路，根據(jù)設計的需要選擇一個頻率。采樣電路就是要選出一個頻率為1.8MHz?2.4MHz的正弦波。則它的頻率由下列公式?jīng)Q定：(4.4)電容C為cic2串聯(lián)的等效電容(4.5)在考畢茲電路中，可以通過改變電容來改變電路的反饋系數(shù)。那么為了在調(diào)整電路的頻率時頻率不受電容的影響，在電容的兩端可以通過并聯(lián)可變電容的方法來解決。因此將一個可變電容C3并聯(lián)在電感L兩端它的值為5?10P。由于電容的值很小，所以振蕩電路的頻率為2sLC圖4-4所以振蕩電路的頻率為2sLC圖4-4電容三點振蕩C=CC=C3+L=22Mh12C]+C2所以f=1.81.9…2.4MHZ4.1.4發(fā)射單元電路分析本設計中的聲音調(diào)頻發(fā)射部分采用常用分立元件構成電路。如圖4-5所示。射頻電路由高頻振蕩器、緩沖放大器、末級功率放大器及天線組成。高頻振蕩器用來產(chǎn)生載頻信號，頻點落在32MHz內(nèi)，通過改變電感量即可改變發(fā)射頻率。在音頻信號的作用下，通過改變品體管極間電容實現(xiàn)調(diào)頻，產(chǎn)生相應的調(diào)頻波，射頻信號由Q1的發(fā)射極輸出，送到Q2、L2、C8、R5等組成的緩沖放大器進行功率提升，并可減輕末級放大電路對振蕩器的影響。末級為高頻丙類窄帶放大，通過后級功率放大器對功率再進一步放大，經(jīng)C13耦合到發(fā)射天線向周圍空間輻射。調(diào)頻電路是通過改變品體管極間電容實現(xiàn)調(diào)頻的，由于任何PN結在加反向電壓時，反向電壓的變化將會引起結電容的變化，即所謂變?nèi)菪?。在晶體三極管電路中，集電結就是一個加有反向電壓的PN結。利用集電結的變?nèi)菪部蓪崿F(xiàn)調(diào)頻。圖4-5中，Q、L、C、C、C、C構成電容三點式振蕩電路，其工作原理如下:11357b’C12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1豐C59018?L110p丁33pQ39018豐C833pC13100uE甲12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1豐C59018?L110p丁33pQ39018豐C833pC13100uE甲C11I+C13220uC6.|/Q210七110p1\9018丫C10R61K■R3R4」-C72.2K1K39p_Jg*C4102p圖4-5調(diào)頻無線發(fā)射電路圖對高頻而言，Q1基極是接地的，所以是共基極電路。集電極■基極間的PN結處于反向偏壓狀態(tài)，結電容Cb,c相當于并聯(lián)L1加于Q1基極，以改變Q1的基極電位，，而使極間電容Cb,c跟隨調(diào)制電壓而變，C3諧振回路兩端，能影響振蕩頻率。調(diào)制電壓使集電極與基極間的反向偏壓發(fā)生了變化，從這就實現(xiàn)了調(diào)頻。此電路的中心頻率可通過回路可變電容C來進行調(diào)整，工作在32MHz。3取中心頻率為32MHz，經(jīng)查三極管9018的靜態(tài)結電容C為2pF，取C、C、Cb’c357的值分別為：3.3pF、10pF、39pF，根據(jù)以下頻率的計算公式計算電感值。電路的中心頻率計算公式如下：1(4.8)式中°5C7_+C+C=11pFC5+C73b，c丫(4.9)1ccr=2.2RH（2兀f0；2C￡在實際調(diào)試中，電感L1和電容C3需要微調(diào)以滿足中心頻率的要求。4.2音頻無線接收電路的設計3得:(4.10)4.2.1接收機電路方框圖下面介紹接收機電路圖的功能塊電路的作用:①調(diào)諧（即選臺）與變頻由于同一時間內(nèi)廣播電臺很多，收音機天線接收到的不僅僅是一個電臺的信號。12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT-(2)5GNDGND6GNDGND7OUTPUT(1OUTPUT(2)8NCNC'+5VNC1615141312109TDA2822各電臺發(fā)射的載波頻率均不相同，收音機的選頻回路通過調(diào)諧，改變自身的振蕩頻率，當振蕩頻率與某電臺的載波頻率相同時，即可選中該電臺的無線信號，從而完成選臺。選出的信號并不是立即送到檢波級，而是要進行頻率的變換。利用本機振蕩產(chǎn)生的頻率與外接收到的信號進行差頻，輸出固定的中頻信號（AM的中頻為465KHz，F(xiàn)M的中頻為10.7MHz）。中頻放大與檢波選臺、變頻后的中頻調(diào)制信號送入中頻放大電路進行中頻放大，然后再進行檢波，取出調(diào)制信號。低頻放大與功率放大解調(diào)后得到的音頻信號經(jīng)低頻放大和功率放大電路放大后送到揚聲器或加到耳機，完成電聲轉換⑺。4.2.2芯片資料⑴TDA2822芯片的管腳：TDA2822各引腳的功能1、放大器1輸出；2、供電正電源輸入，支持1.8?15V3、放大器2輸出4、地5、放大器2輸入負端6、放大器2輸入正端7、放大器1輸入正端8、放大器1輸入負端圖4-7TDA2822芯片的管腳圖4-8圖4-8TDA2822用于立體聲放的應用電路⑵CXA1238的詳細資料CXA1238是性能優(yōu)良的收音集成電路，內(nèi)部有AM、FM的高放、混頻、中放、檢波、鑒頻以及FM立體聲解碼、自動頻率控制電路等功能，CXA1238和其他公司的同類收音IC相比，聽覺效果也更理想。集成電路CXA1238S芯片內(nèi)部框圖如圖4-9所示。靜噪時AM輸入鎖相環(huán)導頻檢波立體聲右聲道左聲道VCC紋波濾波器濾波器指票，輸出集成電路CXA1238S芯片內(nèi)部框圖如圖4-9所示。靜噪時AM輸入鎖相環(huán)導頻檢波立體聲右聲道左聲道VCC紋波濾波器濾波器指票，輸出￡2濾波低通二次VCOFM鼓嚎既AMAFC電FMFM高皿天FM高頻地濾波器穩(wěn)壓調(diào)整鑒頻器奕用電本振壓引入本振穩(wěn)壓放回路線輸入天線輸接地FM/AM調(diào)諧申頻接址中頻二分頻二分頻指示鑒頻器1鑒頻器2中放/■鑒頻圖4-9集成芯片CXA1238S內(nèi)部框圖CXA1238各引腳功能:1、29腳是內(nèi)部立體聲解碼用的鎖相環(huán)振蕩器的環(huán)路濾波器；2、3腳是內(nèi)部立體聲解碼用的振蕩信號產(chǎn)生，需要關閉立體聲時，可以在2腳接一只電阻對地；4腳是立體聲解碼信號的檢測與指示，收到立體聲后燈會亮；5、6腳分別是左右聲道音頻信號輸出；7腳為供電腳，輸入2-8V的直流電壓可以正常工作；8腳為內(nèi)部電源濾波；9、10腳為FM自動頻率控制的濾波，AM時則是自動增益控制電路的濾波，電容改變延時時間；11腳公共腳接地；12腳調(diào)諧指示，調(diào)準電臺時此燈亮；13腳FM中頻信號輸入，信號放大后再經(jīng)過鑒頻（調(diào)頻解調(diào)）取出音頻信號；14腳AM中頻信號輸入，信號放大后再經(jīng)過檢波（調(diào)幅解調(diào)）取出音頻信號；15腳AM、FM的波段轉接，用于AM波段時應直接接地；16腳FM/AM中頻信號輸入，然后由不同的選頻器選出AM、FM的信號；17腳公共腳接地；18腳FM天線信號輸入，一般接拉桿天線，高檔機會再加上選頻網(wǎng)絡，加轉換電路接室外天線；19腳AM天線信號選臺輸入，一般都是磁棒線圈，直接感應空中的電磁波（中波、短波）；20腳FM天線信號選臺放大，F(xiàn)M收音的靈敏度、選擇性由本腳的電感和電容決定；21腳內(nèi)部基準穩(wěn)壓電路1.25V，高放振蕩偏置；22腳FM振蕩信號頻率調(diào)節(jié)，產(chǎn)生比電臺高10.7MHz的振蕩信號，接收頻率范圍由此腳決定；23腳FM振蕩信號自動頻率控制電路，內(nèi)部是一支變?nèi)荻O管；24腳AM振蕩信號頻率調(diào)節(jié)，產(chǎn)生比電臺高465KHz的振蕩信號，接收頻率范圍由此腳決定；25腳靜音功能，調(diào)臺過程中，沒調(diào)準時噪音大時自動減小音量；26腳FM鑒頻器濾波器，目的是為了還原調(diào)頻的音頻信號；27腳立體聲壓控振蕩器調(diào)節(jié)，此頻率最終會受到調(diào)頻廣播中立體聲導頻解碼信號控制；28腳控制電壓濾波[9]4.2.3接收機電路分析由圖4-10音頻無線接收電路圖所示，從天線接收到的FM信號。經(jīng)過30?40MHz帶通濾波器（BPF），加到IC的18腳，送至內(nèi)部FM前置放大電路，經(jīng)高放、混頻后

解調(diào)出10.7MHz的中頻信號，并由16腳輸出。20腳外接FM高放調(diào)諧回路，22腳為FM本振調(diào)諧回路。FM中頻信號經(jīng)10.7MHzSPEAKER1C25|_R14?4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4產(chǎn)34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnFM中頻信號經(jīng)10.7MHzSPEAKER1C25|_R14?4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4產(chǎn)34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnR522C100.4u-4-2.34.7uR13C32|_R15——C4.7C283-TDA28226-0.1u0.1u1000u5-TDA2822R1610IC290.1u1000uSPEAKER2散3.3uC2782p82pR3100765432109222222221ICCXA1238S07,8,9,1R1033u』R65K--R91KMBz10.7MHzC18以LED1C15100uVcc接FM陶瓷鑒頻器B3,它的中心頻率為10.7MHz,這樣可以省去鑒頻S曲線的調(diào)整，但其色標（表示頻率偏差）必須與B2一致。15腳外接波段選擇開關，通過IC內(nèi)部FM/AM直流電路的作用，來選擇工作狀態(tài)。當S1斷開時為FM波段，S1接地時為AM波段。12腳為調(diào)諧指示驅動電路的輸出端，使得接收信號最大時，外接發(fā)光二極管LED1七匕二啟吉指示最亮。經(jīng)檢波后的立體聲復合信號（或單聲道信號），由IC內(nèi)直流放大器放大、濾波后變換成AGC/AFC控制電壓，由10腳輸出，通過R1反饋至23腳，用于控制內(nèi)接變?nèi)莨艿牡刃щ娙?，以達到修正本振頻率的作用。改變外接電容C7的容量，可以調(diào)整AFC的引入范圍。立體聲復合信號經(jīng)放大后，分別送至立體聲解調(diào)器、鑒相器1和鑒相器2。鑒相器1、壓控振蕩器（VCO）和分頻器組成鎖相環(huán)。VCO產(chǎn)生76kHz的振蕩信號，經(jīng)二分頻變成38kHz立體聲解調(diào)開關信號，送至解調(diào)放大器。再經(jīng)過二分頻，移相90°后的19kHz信號與復合信號中的19kHz導頻信號在鑒相器1中進行相位比較，輸出一個誤差電壓。由外接濾波器（29腳和1腳之間）濾除高頻成分后，用于控制VCO的振蕩頻率和相位，直至環(huán)路鎖定。VCO的自由振蕩頻率可以通過27腳外接電阻來微調(diào)，從而調(diào)整跟蹤導頻信號的捕捉范圍。鑒相器2的作用是鑒出立體聲/單聲道開關控制信號。當分頻后的19kHz信號和輸入導頻信號的頻率相同，相位差為零時，輸出正電壓最大，經(jīng)低通濾波器濾波2、3腳外接電容）和直流放大后，打開“立體聲/單聲道”開關，并驅動點亮4腳外接立體聲指示發(fā)光二極管LED2。另外，4腳還可用來檢測VCO振蕩頻率。解調(diào)放大輸出的左、右聲道信號，分別從6腳和5腳輸出，送給TDA2822雙功放電路的輸入端6腳和7腳。TDA2822采用8腳雙列直插封裝，體積小，外圍元件少，工作電源電壓范圍2?9V，在Vcc=6V時，輸出功率為430mW/8Q和240mW/16Q；在V/4.5V時，輸出功率為220mW/8Q和125mW/16Q。RP2為立體聲雙聯(lián)電位器，控制左、右聲道的音量，XS為立體聲插座，可用于外接立體聲耳機或一對小型音箱。（說明：本電路盡管提供了雙聲道信號的解碼、放大輸出，但該系統(tǒng)只使用了一個聲道）。4.2.4音頻無線接收電路印刷板方案在制作無線接收電路的過程中，有很多與低頻電路相比需要特別注意的地方?？偟膩碚f，高頻PCB布線規(guī)則為：⑴盡可能縮短高頻元器件間的距離，提高抗干擾性。⑵具有較大電位差的器件，應當加大它們之間的距離。⑶要考慮信號流程保持一致即從左至右流向，電源流程與信號流程方向相反。⑷高頻電路注意布線方向，注意分布參數(shù)，兩層之間應盡量垂直布線。⑸接地線應當適當?shù)脑黾訉挾?，減少阻抗值，從而減少由于PCB版本身的阻抗對信號的干擾，增加系統(tǒng)的抗干擾性。音頻無線接收電路印刷板圖如下:4.3電源模塊設計4.3.1單元電源電路設計為了能夠讓發(fā)射機更好，更穩(wěn)定地工作，采用了圖4-12所示發(fā)射機單元電源電路，由電源變壓器、橋堆和濾波電容器所組成。電源變壓器的初級電壓輸入為220V，次級輸出電壓為12V。由于發(fā)射主機所需的是12V電源，而接收電路所需的是5V電壓，經(jīng)濾波電容和三端穩(wěn)壓集成電路7812后得到發(fā)射機所需的12V電壓，7812能將15V?25V的直流電壓變換成12V的穩(wěn)定電壓，在12V的電壓中含有少量的低頻成分和接收外界的高頻成分，再經(jīng)后一級濾波后送三端穩(wěn)壓集成電路7805,7805能將大于7V?15V的直流電壓變換成5V的穩(wěn)定電壓，所以電源電路送到7812的電源電壓不能低于15V，否則發(fā)射機將得不到12V的工作電壓。由于發(fā)射整機工作電流一般都在300?500毫安左右，一般來說要給三端穩(wěn)壓集成電路7812、7805加散熱片。采用79系列的穩(wěn)壓片可得到-12V和-5V的直流電壓。4.3.2直流穩(wěn)壓電源的檢測本系統(tǒng)對電源要求高，因為穩(wěn)定性和可靠性在發(fā)射電路重要意義。為了提高穩(wěn)定性，所以采用如圖4-12的穩(wěn)壓電源，電源電路的主要部件采用集成的三端穩(wěn)壓器件如7812與7805，穩(wěn)壓電源輸入電壓范圍寬，輸出電壓穩(wěn)定，抗干擾能力強，以滿足調(diào)頻發(fā)射機的要求［1幻直流穩(wěn)壓電源電路圖:圖4-12發(fā)射機單元電源電路圖圖4-12發(fā)射機單元電源電路圖數(shù)字萬用表對穩(wěn)壓電源的測試結果：表4-1穩(wěn)壓電源的測試結果輸入級（原）濾波穩(wěn)壓輸出輸出級+12V直流穩(wěn)壓電源220V11.998V4.997V5系統(tǒng)測試5.1分級調(diào)試⑴單工無線發(fā)射機調(diào)試：由于發(fā)射機線圈采用的是電視機中周改裝而成，電視機中周的中頻為38MHz，為了使電容電感在32MHz頻點達到最佳匹配，需要調(diào)覲、C值。具體的調(diào)試方法為：在LC振蕩電路中，把振蕩產(chǎn)生的信號接入示波器，觀察示波器，調(diào)節(jié)中周的磁芯改變L的值使示波器的頻率讀數(shù)達到32MHz左右。中周底部本身就含有一個電容，但是根據(jù)感抗值與容抗值相等，經(jīng)計算需要增大電容值才能實現(xiàn)最佳匹配。所以可并聯(lián)不同容值的電容，觀察示波器波形，使幅度達到最大，貝L、C實現(xiàn)最佳匹配。在調(diào)試后兩級LC選頻網(wǎng)絡的過程中，主要是用高頻信號發(fā)生器產(chǎn)生一個32MHz的載波信號接入選頻網(wǎng)絡的輸入端，把選頻網(wǎng)絡的輸出端接入數(shù)字存儲示波器，首先調(diào)節(jié)中周的磁芯使示波器上的輸出波形幅度調(diào)至最大，且波形沒有失真。通過并聯(lián)電容來改變回路的容抗值使L、C實現(xiàn)最佳匹配，使波器上的波形在32MHz時幅度調(diào)試至最大，且波形無明顯失真。完成LC選頻網(wǎng)絡的調(diào)試，用插線連接各級電路。⑵單工無線接收機調(diào)試：首先把接收機的本振和選頻部分接入電路，把接收機的揚聲器兩路信號接入數(shù)字存儲示波器。利用高頻信號發(fā)生器進行信號發(fā)射，通過數(shù)字存儲示波器觀察波形。改變高頻信號發(fā)生器的頻率，同時注意觀察示波器的波形，當示波器的信號幅度最大時，可以確定線圈的諧振點，然后改變線圈的磁芯，重新改變高頻信號發(fā)生器的頻率，同時觀察示波器進行調(diào)整。當高頻信號發(fā)生器的發(fā)射頻率調(diào)至32MHz時，示波器的波形幅度調(diào)至最大，且波形無明顯失真，完成接收機的調(diào)試。接收機不需要通過改變電容來改變回路的容抗值，是因為電路中有一個變?nèi)荻O管，變?nèi)荻O管主要通過改變兩端的電壓來改變它的容值。5.2統(tǒng)調(diào)⑴用低頻信號發(fā)生器給調(diào)頻發(fā)射電路以一定頻率的信號（一個300Hz?3400Hz的正弦波）接入無線發(fā)射機電路的音頻輸入點通過單工無線發(fā)射機進行發(fā)射，然后用調(diào)頻接收機裝置來接收，用示波器來檢測調(diào)頻接收輸出的信號和信號源波形基本相同，這說明發(fā)射接收部分工作正常。統(tǒng)調(diào)的系統(tǒng)框圖：圖5-1統(tǒng)調(diào)的系統(tǒng)框圖⑵用CD機輸入單工無線發(fā)射機一個音頻信號，進行發(fā)射。通過接收機進行接收，把揚聲器接入電路。通過微調(diào)整發(fā)射和接收機線圈進一步進行調(diào)整，使音樂的聲音響度和清晰度得到改善?？梢栽诎l(fā)射電路正負電源之間適當?shù)牟⒙?lián)電容，進行濾波，減少雜波干擾，使音樂信號達到最佳的播放效果。5.3發(fā)射機頻率測試和峰值功率測試通過在放大器輸出端接上50。的假負載，并通過示波器觀測50。假負載電阻上的波形，記錄調(diào)頻波的中心頻率和峰峰值電壓vop-，p并用公式：

Pomax8R(5.1)L圖Pomax8R(5.1)L經(jīng)過測試，電路的工作指標：峰值功率^20mW。5.4測試使用的儀器測試使用的儀器設備如表5-1所示。表5-1測試使用儀器設備序號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量備注1DF1640型1000MHz高頻信號發(fā)生器1帶調(diào)幅、調(diào)頻及外調(diào)制功能2MY-65數(shù)字萬用表13DF1731SD3A直流穩(wěn)壓電源130V4600DPI惠普激光打印機15DS5062數(shù)字存儲示波器160MHz6DF1647低頻信號發(fā)生器110MHz6結論測試結果表明，設計要求的各項指標均可以實現(xiàn)，盡管發(fā)射功率符合要求，但仍有點偏高，原因可能是功放級工作點設置不當，或前級增益過高，需精心調(diào)整功放級工作點及前級增益來解決此問題。要得到穩(wěn)定度高的發(fā)射頻率應采用鎖相環(huán)技術，來降低中心頻率的漂移。此外，語音信號采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號的信噪比，以保證語音業(yè)務的可靠傳輸。單工無線發(fā)射接收系統(tǒng)應用了大量的高頻電子線路技術，尤其是其中的高頻信號處理設計電路要有電路調(diào)試的環(huán)境，受實際調(diào)試環(huán)境的影響教大，調(diào)試具有較大難度。所以在制作PCB板過程中，一定要遵循高頻布線規(guī)則，并且可以在焊接電路的過程中適當接入退藕電容，有效的濾除雜波信號的干擾。通過方案論證、資料查詢及電路設計和反復調(diào)試，不斷的解決電路調(diào)試過程中的問題，最終在規(guī)定的時間內(nèi)完成了設計任務。如果能更好的解決系統(tǒng)屏蔽效果和抗干擾性，單工無線發(fā)射接收系統(tǒng)語音傳輸?shù)姆€(wěn)定性、可靠性效果會更好。參考文獻全國大學生電子設計競賽組委會.第五屆全國大學生電子設計競賽獲獎作品選編,第1版，北京理工大學出版社，2003年，36-38.黃智偉，王彥，陳文光.全國大學生電子設計競賽訓練教程，第1版，電子工業(yè)出版社，2005年，73-82.青木英彥.模擬電路的設計與制作，第1版，科學出版社，2005年，119-131.鈴木憲次.高頻電路的設計與制作，第1版，科學出版社，2005年，139-173.張肅文，陸兆熊.高頻電子線路，第3版，高等教育出版社，2004年，1-77.第二屆全國大學生電子設計競賽組委會.第1版，全國大學生電子設計競賽獲獎作品選編(1994-1995),北京理工大學出版社，1997年，103-135.全國大學生電子設計競賽組委會.第1版，第四屆全國大學生電子設計競賽獲獎作品選編(1999),北京理工大學出版社,2001年,68-98.全國大學生電子設計競賽組委會，第1版，全國大學生電子設計競賽獲獎作品選編(2003),北京理工大學出版社,2005年，124-138.游向東，孫孝強.互聯(lián)互通呼叫測試儀的設計，電子產(chǎn)品世界，2003年，期號：9上半月，62-65.中國科技信息研究所與美國國際數(shù)據(jù)集團合辦.電源用元器件技術及發(fā)展趨勢，電子產(chǎn)品世界，2003年，期號：5下半月，42-44.劉立楓，趙民建.信號接收機，中國無線電電子學文摘，2005年，31期，45-47.宋東生.整流濾波電路，無線電，2002年，453期，42-43.孟慶宗.電力電子技術，1979年，第2期，23-25.周興華.變?nèi)荻O管和電調(diào)諧，電子世界，2000年，第6期，54.林鴻生，石林初.關于晶體管發(fā)射極電流集邊效應理論的研究，電子器件，2002年，第3期，209.ZOUHongxing,DAIQionghai,ZHAOKe.SubspacesofFMmlettransform,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002V)l.45No.2,152.WUXunwei,HANGGuoqiang,MassoudPedram.LowpowerDCVSLcircuitsemployingACpowersupply,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002Vol.45No.3,232.英文資料及中文翻譯ModulatingDirectDigitalSynthesizerinaQuickLogicFPGADDSOverview:Inthepursuitofmorecomplexphasecontinuousmodulationtechniques,thecontroloftheoutputwaveformbecomesincreasinglymoredifficultwithanalogcircuitry.Inthesedesigns,usinganon-lineardigitaldesigneliminatestheneedforcircuitboardadjustmentsoveryieldandtemperature.AdigitaldesignthatmeetsthesegoalsisaDirectDigitalSynthesizerDDS.ADDSsystemsimplytakesaconstantreferenceclockinputanddividesitdownatoaspecifiedoutputfrequencydigitallyquantizedorsampledatthereferenceclockfrequency.ThisformoffrequencycontrolmakesDDSsystemsidealforsystemsthatrequireprecisefrequencysweepssuchasradarchirpsorfastfrequencyhoppers.Withcontrolofthefrequencyoutputderivedfromthedigitalinputword,DDSsystemscanbeusedasaPLLallowingprecisefrequencychangesphasecontinuously.Aswillbeshown,DDSsystemscanalsobedesignedtocontrolthephaseoftheoutputcarrierusingadigitalphasewordinput.Withdigitalcontroloverthecarrierphase,ahighspectraldensityphasemodulatedcarriercaneasilybegenerated.ThisarticleisintendedtogivethereaderabasicunderstandingofaDDSdesign,andanunderstandingofthespuriousoutputresponse.Thisarticlewillalsopresentasampledesignrunningat45MHzinahighspeedfieldprogrammablegatearrayfromQuickLogic.AbasicDDSsystemconsistsofanumericallycontrolledoscillator(NCO)usedtogeneratetheoutputcarrierwave,andadigitaltoanalogconverter(DAC)usedtotakethedigitalsinusoidalwordfromtheNCOandgenerateasampledanalogcarrier.SincetheDACoutputissampledatthereferenceclockfrequency,awaveformsmoothinglowpassfilteristypicallyusedtoeliminatealiascomponents.Figure1isabasicblockdiagramofatypicalDDSsystemdesign.ThegenerationoftheoutputcarrierfromthereferencesampleclockinputisperformedbytheNCO.ThebasiccomponentsoftheNCOareaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.AnoptionalphasemodulatorcanalsobeincludeintheNCOdesign.ThisphasemodulatorwilladdphaseoffsettotheoutputofthephaseaccumulatorjustbeforetheROMlookuptable.ThiswillenhancetheDDSsystemdesignbyaddingthecapabilitiestophasemodulatethecarrieroutputoftheNCO.Figure2isadetailedblockdiagramofatypicalNCOdesignshowingtheoptionalphasemodulator.FIGURE1:TypicalDDSSystem.FIGURE2:TypicalNCODesign.TobetterunderstandthefunctionsoftheNCOdesign,firstconsiderthebasicNCOdesignwhichincludesonlyaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.ThefunctionofthesetwoblocksoftheNCOdesignarebestunderstoodwhencomparedtothegraphicalrepresentationofEuler’sformulaejwt=cos(wt)+jsin(wt).ThegraphicalrepresentationofEuler’sformula,asshowninFigure3,isaunitvectorrotatingaroundthecenteraxisoftherealandimaginaryplaneatavelocityofwrad/s.Plottingtheimaginarycomponentversustimeprojectsasinewavewhileplottingtherealcomponentversustimeprojectsacosinewave.ThephaseaccumulatoroftheNCOisanalogous,orcouldbeconsidered,thegeneratoroftheangularvelocitycomponentwrad/s.Thephaseaccumulatorisloaded,synchronoustothereferencesampleclock,withanNbitfrequencyword.ThisfrequencywordiscontinuouslyaccumulatedwiththelastsampledphasevaluebyanNbitadder.TheoutputoftheadderissampledatthereferencesampleclockbyanNbitregister.WhentheaccumulatorreachestheNbitmaximumvalue,theaccumulatorrollsoverandcontinues.PlottingthesampledaccumulatorvaluesversustimeproducesasawtoothwaveformasshownbelowinFigure3.FIGURE3Euler’sEquationRepresentedGraphicallyThesampledoutputofthephaseaccumulatoristhenusedtoaddressaROMlookuptableofsinusoidalmagnitudevalues.Thisconversionofthesampledphasetoasinusoidalmagnitudeisanalogoustotheprojectionoftherealorimaginarycomponentintime.Sincethenumberofbitsusedbythephaseaccumulatordeterminesthegranularityofthefrequencyadjustmentsteps,atypicalphaseaccumulatorsizeis24to32bits.SincethesizeofthesinusoidalROMtableisdirectlyproportionaltotheaddressingrange,notall24or32bitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMsinusoidaltable.OnlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddressthesinusoidalROMtable,whereY<NbitsandYistypicallybutnotnecessarilyequaltoD,andDisthenumberofoutputmagnitudebitsfromthesinusoidalROMtable.SinceanNCOoutputsacarrierbasedonadigitalrepresentationofthephaseandmagnitudeofthesinusoidalwaveform,designershavecompletecontroloverfrequency,phase,andevenamplitudeoftheoutputcarrier.ByaddingaphaseportandaphaseaddertothebasicNCOdesign,theoutputcarrieroftheNCOcanbeMarrayphasemodulatedwhereMequalsthenumberofphaseportbitsandwhereMislessthanorequaltotheYnumberofbitsusedtoaddressthesinusoidalROMtable.ForsystemdesignsthatrequireamplitudemodulationsuchasQAM,amagnitudeportcanbeaddedtoadjustthesinusoidalROMtableoutput.NotethatthisportisnotshowninFigure2andthatthisfeatureisnotdemonstratedinthesampleQuickLogicFPGAdesign.Finally,frequencymodulationisagivenwiththebasicNCOdesign.Thefrequencyportcandirectlyadjustthecarrieroutputfrequency.SincefrequencywordsareloadedintotheDDSsynchronoustothesampleclock,frequencychangesarephasecontinuous.AlthoughDDSsystemsgivethedesignercompletecontrolofcomplexmodulationsynthesis,therepresentationofsinusoidalphaseandmagnitudeinanon-lineardigitalformatintroducesnewdesigncomplexities.Insamplinganycontinuous-timesignal,onemustconsiderthesamplingtheoryandquantizationerror.TounderstandtheeffectsofthesamplingtheoryonaDDSsystem,itisbesttolookattheDDSsynthesisprocessesinboththetimeandfrequencydomain.Asstatedabove,theNCOgeneratesasinusoidalwaveformbyaccumulatingthephaseataspecifiedrateandthenusesthephasevaluetoaddressaROMtableofsinusoidalamplitudevalues.Thus,theNCOisessentiallytakingasinusoidalwaveformandsamplingitwiththerisingorfallingedgeoftheNCOinputreferencesamplingclock.Figure4showsthetimeandfrequencydomainoftheNCOprocessing.Notethatthisrepresentationdoesnotassumequantization.Basedontheloadedfrequencyword,theNCOproducesasetofamplitudeoutputvaluesatasetperiod.Thefrequencydomainrepresentationofthissinusoidisanimpulsefunctionatthespecifiedfrequency.TheNCO,however,outputsdiscretedigitalsamplesofthissinusoidattheNCOreferenceclockrate.Inthetimedomain,theNCOoutputisafunctionofthesamplingclockedgestrobesmultipliedbythesinusoidwaveformproducingatrainofimpulsesatthesinusoidamplitude.Inthefrequencydomain,thesamplingstrobesofthereferenceclockproduceatrainofimpulsesatfrequenciesofKtimestheNCOclockfrequencywhereK=...-1,0,1,2....Sincethesamplingclockwasmultipliedbythesinusoidinthetimedomain,thefrequencydomaincomponentsofthesinusoidandthesamplingclockneedtobeconvolvedtoproducethefrequencydomainrepresentationoftheNCOoutput.ThefrequencydomainresultsaretheimpulsefunctionatthefundamentalfrequencyofthesinusoidandthealiasimpulsefunctionsoccurringatKtimestheNCOclockfrequencyplusorminusthefundamentalfrequency.Thefundamentalandaliascomponentoccurat:K*Fclk-FoutK*Fclk+FoutWhereK=...-1,0,1,2.....andK=0istheNCOsinusoidfundamentalfrequencyFoutisthespecifiedNCOsinusoidoutputfrequencyFclkistheNCOreferenceclockfrequencyFIGURE4NCOOutputRepresentationTimeandFrequencyDomainTheDACoftheDDSsystemtakestheNCOoutputvaluesandtranslatesthesevaluesintoanalogvoltages.Figure4showsthetimeandfrequencydomainrepresentationsoftheDACprocessingstartingwiththeNCOoutput.TheDACoutputisasampleandholdcircuitthattakestheNCOdigitalamplitudewordsandconvertsthevalueintoananalogvoltageandholdsthevalueforonesampleclockperiod.ThetimedomainplotoftheDACprocessingistheconvolutionoftheNCOsampledoutputvalueswithapulseofonesampleclockperiod.Thefrequencydomainplotofthesamplingpulseisasin(x)/xfunctionwiththefirstnullatthesampleclockfrequency.Sincethetimedomainwasconvolved,thefrequencydomainismultiplied.ThismultiplicationdampenstheNCOoutputwiththesin(x)/xenvelope.ThisattenuationattheDACoutputcanbecalculatedasfollowsandasampleoutputspectrumisshowninFigure5:Atten(F)=20log[(sin(pF/Fclk)/pF/Fclk)]WhereFistheoutputfrequencyFclkisthesampleclockfrequencyFIGURE5:DACOutputRepresentationinTimeandFrequencyDomainAsidefromthesamplingtheory,thequantizationoftherealvaluesintodigitalformmustalsobeconsideredintheperformanceanalysisofaDDSsystem.ThespuriousresponseofaDDSsystemisprimarilydictatedbytwoquantizationparameters.TheseparametersarethephasequantizationbythephaseaccumulatorandthemagnitudequantizationbytheROMsinusoidaltableandtheDAC.Asmentionedabove,onlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMlookuptable.Itshouldbenoted,however,thatusingonlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorintroducesaphasetruncation.Whenafrequencywordcontaininganon-zerovalueinthelower(N-Y-1:0)bitsisloadedintotheDDSsystem,thelowernon-zerobitswillaccumulatetotheupperYbitsandcauseaphasetruncation.Thefrequencyatwhichthephasetruncationoccurscanbecalculatedbythefollowing:Ftrunc=FW(N-Y-1:0)/2N-Y*Fclk.Aphasetruncationwillperiodically(attheFtruncrate)phasemodulatetheoutputcarrierforward2p/28tocompensateforfrequencywordgranularitygreaterthan2Y.Thephasejumpcausedbytheaccumulationofphasetruncatedbitsproducesspursaroundthefundamental.Thesespursarelocatedplusandminusthetruncationfrequencyfromthefundamentalfrequencyandthemagnitudeofthespurswillbe-20log(2Y)dBc.AsampleoutputofaphasetruncationspurisshowninFigure5.InatypicalNCOdesign,theROMsinusoidaltablewillholdasinewave(0,p/2)ofmagnitudevalues.TheROMtableisgeneratedbytakingallpossiblephasevalueaddressesandmaptoarealmagnitudesinevalueroundedtothenearestDbits.Thus,themaximumerroroutputis土-%LSBgivingaworstcasespurof-20log(2D)dBc.LiketheNCOROMtable,aDACquantizesthedigitalmagnitudevalues.ADAC,however,outputsananalogvoltagecorrespondingtothedigitalinputvalue.WhendesigningtheNCOsinusoidalROMtable,oneshouldtakesomeempiricaldataontheDAClinearity