一種新型諧波和無功補償器的綜合補償系統(tǒng)

一種新型諧波和無功補償器的綜合補償系統(tǒng)

0補償裝置與系統(tǒng)的協(xié)調(diào)發(fā)展隨著工業(yè)的發(fā)展，電氣系統(tǒng)中的傳感器負荷、容性負荷和非線性負荷不斷增加，這導(dǎo)致了無序和無序干擾?？焖儆行У匮a償電網(wǎng)中的無功與諧波電流成為急待解決的重要問題。傳統(tǒng)的無功與諧波治理方案是通過在負載端并聯(lián)一定容量的電容器和LC諧振型無源濾波器(passivepowerfilter,PPF)，達到提高負載功率因數(shù)和濾除諧波的目的，這種方法只在負載恒定時才能取得最佳效果，難以滿足負載大范圍變化的需要，另外用于補償?shù)碾娙萜?、電抗器還可能與系統(tǒng)發(fā)生諧振。近年來，電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，使得大功率開關(guān)器件(SCR,GTO,IGBT等)性能不斷提高。采用快速開關(guān)器件的有源電力濾波器(activepowerfilter,APF)具有響應(yīng)速度快，不受系統(tǒng)參數(shù)影響，能夠抑制諧振等特點，得到了迅速的發(fā)展。晶閘管控制的電容器(TSC)、晶閘管控制的電抗器(TCR)、靜止無功發(fā)生器(STATCOM)等大功率無功補償裝置已應(yīng)用于工業(yè)現(xiàn)場。有源電力濾波器(APF)雖能克服PPF存在的缺陷，但其輸出功率受開關(guān)器件容量的限制，成本較高。將無源濾波器和有源濾波器相結(jié)合構(gòu)成的混合型有源電力濾波器(hybridpowerfilter,HAPF)取兩者之長，能夠降低諧波補償系統(tǒng)的成本，達到APF實用化及諧波抑制的目的。對于大型供、配電站以及電弧爐供電系統(tǒng)等大功率應(yīng)用場合，還需要能夠迅速跟蹤補償無功電流，提高功率因數(shù)。文獻提出了將APF、PPF與TCR相結(jié)合的綜合補償方案，既提高了補償容量和補償精度，同時也降低了成本，并克服了并聯(lián)諧振等缺點。本文提出了一種由APF、PPF與直流偏磁式靜止無功補償器(DC-biasmagneticvarcompensator,BMVC)構(gòu)成的新型綜合補償系統(tǒng)。該補償系統(tǒng)采用了新穎的拓撲結(jié)構(gòu)，最大限度地降低了有源濾波器和無功補償器中開關(guān)器件的容量，改善了無源濾波器的補償精度，同時補償無功和諧波電流，并抑制可能產(chǎn)生的諧振現(xiàn)象。1補償系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和原則1.1混合濾波系統(tǒng)圖1為APF、PPF與直流偏磁式靜止無功補償器構(gòu)成的綜合補償系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。該補償系統(tǒng)中APF與PPF構(gòu)成混合濾波部分，其中有源濾波器用于提高諧波補償性能，并抑制LC無源器與系統(tǒng)阻抗或負載可能產(chǎn)生的并聯(lián)諧振；同時PPF中的電容器提供容性無功功率，直流偏磁式靜止無功補償器提供感性無功功率，并補償負序電流。1.2來源和混合結(jié)構(gòu)并聯(lián)混合型有源濾波器具有安裝、維護簡單的優(yōu)點，可以直接在已有的無源濾波器上進行改造。文獻介紹了多種結(jié)構(gòu)的混合濾波器拓撲。圖2所示為文獻介紹的常用的一種并聯(lián)混合型有源電力濾波器。圖2中C2、L2,C5、L5和C7、L7分別構(gòu)成了2、5、7次LC濾波器，有源電力濾波器僅用來改善無源濾波器的濾波效果和抑制可能發(fā)生的諧振。該方式中，有源電力濾波器不承受交流電源的基波電壓，因此裝置容量極大減少，通常只需要非線性負荷總?cè)萘康?/10左右，從而使有源電力濾波器能應(yīng)用于大功率場合。然而如果采用該裝置同時補償無功功率，則所有基波無功電流都將流過有源電力濾波器。這樣將使逆變器的容量大大增加，必然增加逆變器實現(xiàn)的技術(shù)難度和成本，從而限制了有源電力濾波器在大功率場合的應(yīng)用。該混合濾波器不適合同時補償諧波與無功的要求。為了降低有源電力濾波器容量，并利用無源濾波器中的電容器組提供容性無功功率。本文提出了圖3所示的有源濾波器與無源濾波器的混合結(jié)構(gòu)。圖中C3、L3和C5、L5分別構(gòu)成了3、5次LC濾波器，Ch、Cd、Ld、Rh、Lh構(gòu)成的“C”型高通濾波器具有基波損耗接近為零，高通特性好，截止頻次以上的諧波阻抗小的特點。電容器C1和電抗器L1構(gòu)成基波諧振支路。有源濾波器通過變壓器的耦合，與無源濾波器串聯(lián)，而與L1、C1構(gòu)成的支路并聯(lián)。由于L1、C1為低通濾波器且對基波諧振，則該支路的基波阻抗為零，而該支路的諧波阻抗隨著諧波次數(shù)的增加而增大，從而使得基波無功電流全部流過該支路，且有源濾波器兩端的基波電壓也為零。有源濾波器只流過諧波電流，不承受基波電壓，設(shè)備容量可以大大降低。1.3電源諧波電流的等效電路圖3中的并聯(lián)有源濾波器混合結(jié)構(gòu)單相等效電路如圖4(a)所示。圖中Zs為電源等效電阻，Us為電源電壓，負載等效為一電流源Il。圖4(b)是只考慮諧波分量的等效電路圖。其中Uo為有源濾波器輸出電壓，可得到電源諧波電壓Ush從而得到電源諧波電流表達式為假設(shè)電源電壓為正弦，即Ush=0（等效電路如圖4c所示），則為了防止Zs與ZF的并聯(lián)諧振，并盡量減小諧波電流Ish，可采用同時檢測負載諧波電流ILh與電源諧波電流Ish的復(fù)合控制方式，即采取前饋加反饋的控制方式。有源濾波器工作為受控電壓源，其輸出電壓表達式為將式(4)代入式(3)可得由式(5)可以看出：若KLh=ZF，則Ish=0。Ksh越大，Ish越小，并能夠阻止Zs與ZF并聯(lián)諧振的產(chǎn)生。當只考慮諧波電壓，即ILh=0時，等效電路如圖4(d)所示。由式(2)和(4)可得由此可以看出：Ksh越大，Ush越小，并能夠阻尼Zs與ZF串聯(lián)諧振的產(chǎn)生。在復(fù)合控制方式下，若KLh=ZF,KshZs+ZF，混合濾波器系統(tǒng)可達到理想濾波器特性如下所示1.4直流偏磁式無功補償器的工作原理配網(wǎng)中現(xiàn)有無功補償裝置主要為開關(guān)投切電容器(或電抗器)組，可控硅投切電容器(TSC)和可控硅控制電抗器(TCR)等。開關(guān)投切電容器具有開關(guān)故障率高，響應(yīng)速度慢，存在合閘涌流和重燃過電壓等缺點，而TSC造價高，控制復(fù)雜，不能連續(xù)調(diào)節(jié)。應(yīng)用較多的TCR型SVC，具有動態(tài)響應(yīng)速度快、可連續(xù)調(diào)節(jié)等優(yōu)點，但其可控硅閥串聯(lián)在電抗器的主回路中，直接承受高電壓，且串聯(lián)起來的可控硅事故率高，經(jīng)常被擊穿；可控硅串聯(lián)在主回路中，工作電流大，開關(guān)損耗大，需要復(fù)雜的散熱裝置；可控硅斬波頻率低，響應(yīng)速度慢，且自身產(chǎn)生的諧波增加了濾波器系統(tǒng)的負擔；普通的空芯電抗器產(chǎn)生很強的磁場，對運行人員身體健康危害大。本文提出的PWM型直流偏磁式無功補償器，開關(guān)器件工作在低壓側(cè)，且工作電流小。所以可采用高速開關(guān)器件(IGBT)，采用三相PWM整流方式，產(chǎn)生的諧波較小。PWM型直流偏磁式無功補償器基本結(jié)構(gòu)如圖5所示。直流控制繞組wd設(shè)置在三柱鐵心的中柱上，交流繞組ws以適當?shù)睦@法繞制在兩邊的鐵心柱上，可使交流磁通在中柱上相互抵消，從而排除了交流繞組對直流控制繞組的干擾，保證了直流控制電路的穩(wěn)定性。由于直流控制繞組的存在鐵心中的磁通可分為恒定分量和交變分量，控制直流電流的大小，就可以改變鐵心的飽和程度；直流控制電流idc越大，磁通交變分量就越小，即交流繞組的等效電抗隨電流idc的增加而下降。圖6的曲線表示了這一關(guān)系。在交流繞組兩端電壓一定的情況下控制電流為零時所獲得的感性電流最小，感性電流隨著控制電流的增大而增大，并隨鐵心飽和程度的深入而趨于穩(wěn)定，因此這種直流偏磁式無功補償器的理想工作范圍應(yīng)是圖6(b)所示的A-B段。上述過程實際上是磁放大器的工作原理，它保證了可連續(xù)對無功補償器的電感進行較大范圍的調(diào)節(jié)。在可控電抗器整個容量調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，大截面段鐵心始終處于磁鐵性的未飽和線性區(qū)，磁阻相對于小截面段可忽略；小截面段的磁飽和度可設(shè)計為接近極限值，這樣可使可控電抗器所產(chǎn)生的諧波很小。文獻介紹的可控電抗器結(jié)構(gòu)可進一步減少諧波的產(chǎn)生。為了獲得較高的無功補償精度，首先要解決偏磁式可控電抗器電感量的精確控制問題。偏磁式電抗器并聯(lián)在高壓母線上，此時其伏安特性是線性的(如圖7所示)，所以其電感值唯一地由偏磁電流決定，精確提供偏磁電流就可以準確地調(diào)整偏磁式電抗器的電感量。這樣對電感量的控制問題就歸結(jié)為對偏磁電流的控制。直流偏磁式無功補償器中的直流控制電流由PWM整流方式產(chǎn)生，其具有：交流側(cè)電流諧波含量低，功率因數(shù)近似為1；響應(yīng)速度較快，具有較硬的負載特性；輸出電流紋波小，可實現(xiàn)直流輸出電流的無靜差控制等特點。為了減小直流電流紋波含量，采用三相PWM整流器。直流電流的輸出控制采用了基于同步靜止坐標系的PI電流調(diào)節(jié)方法。如圖5所示，首先采集三相交流電壓，并通過鎖相環(huán)PLL獲得同步信號ωt。根據(jù)同步信號，將三相交流電流轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)的d-q坐標系，電流iq代表無功電流，id代表有功電流。為了使得交流側(cè)功率因數(shù)為1，則電流iq應(yīng)為零，所以可將該信號經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后得到指令信號iq*。將檢測到的直流側(cè)電流idc與指令電流i*dc的差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后與電流id作差，再經(jīng)過PI調(diào)節(jié)得到有功電流指令信號id*，將得到的有功、無功電流指令信號id*和iq*利用同步信號轉(zhuǎn)換到α-β二相靜止坐標系，形成空間矢量指令信號。根據(jù)該矢量，采用最優(yōu)空間矢量控制方法可得到逆變器控制信號。該方案實現(xiàn)了有功、無功電流的解耦控制，具有較好的效果。電感量調(diào)節(jié)的速度取決于偏磁電流變化的速度，偏磁繞組為電感負載，為提高偏磁電流的響應(yīng)速度，同步靜止坐標系PI調(diào)節(jié)的基礎(chǔ)上可采用強行勵磁的手段。調(diào)節(jié)器參數(shù)調(diào)節(jié)適當后，控制電流從零上升到最大值的時間小于5ms。2波檢測和轉(zhuǎn)換矩陣控制系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖8所示。系統(tǒng)控制由：直流側(cè)電壓控制、諧波電流前饋控制、諧波電流反饋控制、無功補償控制4部分組成。由于有源濾波器的響應(yīng)速度快于直流偏磁式電抗器的響應(yīng)速度，所以為了避免有源濾波器承擔短時的大功率無功變化，有源濾波器指令信號中不包含無功分量。根據(jù)1.3節(jié)的分析，有源濾波器采用了采樣負載電流和電源電流的復(fù)合控制方式。諧波電流計算采用同步旋轉(zhuǎn)坐標諧波檢測法，圖中：同步信號由三相鎖相環(huán)PLL提供。前饋控制中檢測負載電流中3次、5次諧波，并根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置比例系數(shù)kl3、kl5；反饋控制檢測電源電流中的諧波分量和乘以比例系數(shù)ks；將檢測到的有源濾波器直流側(cè)電壓通過低通濾波器LPF后得到的平均值作為反饋量，反饋量與設(shè)定值的差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后作為控制量。諧波電流前饋控制量、反饋控制量以及直流側(cè)電壓控制量之和構(gòu)成有源濾波器的輸出電壓指令。無功補償電流的計算方法采用文獻介紹的同步對稱分量法，該方法適用于三相不平衡系統(tǒng)。由同步對稱分量法計算得到需要補償?shù)母行詿o功電流后，可根據(jù)圖7生成的表格，查表得到直流控制電流信號idc。圖8中，C3s/2r為三相靜止坐標系到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系的轉(zhuǎn)換矩陣將C3s/2r的第2行與第3行對換即可得到轉(zhuǎn)換矩陣。為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系到三相靜止坐標系的轉(zhuǎn)換矩陣同樣將C2r/3s的第2行與第3行對換即可得到轉(zhuǎn)換矩陣。由圖8可知，從電源電流中減去三相正序基波電流和三相負序基波電流就可以得到每相的各次諧波電流和。3次和5次諧波的檢測采用了類似的方法，將轉(zhuǎn)換矩陣C2r/3s和C2′r/3s中的ωt項換成3ωt和5ωt，可分別求出3次、5次諧波電流的正序分量和負序分量。正序和負序分量之和就是該次諧波電流的總含量。3偏磁式電抗器的仿真結(jié)果對于提出的有源電力濾波器與直流偏磁式靜止無功補償器綜合補償系統(tǒng)，采用電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC進行了仿真。仿真系統(tǒng)如圖3所示。系統(tǒng)中無源濾波器組的諧波阻抗應(yīng)盡可能地小，文獻較詳細地介紹了無源濾波器組和“C”型高通濾波器的參數(shù)設(shè)計。本系統(tǒng)中無源濾波器同時提供基波無功功率，3次、5次以及“C”型高通濾波器的參數(shù)同時需要根據(jù)無功補償容量來確定?！癈”型濾波器的截止頻次可設(shè)為6。設(shè)Z3,Z5,ZC分別為3次，5次和“C”型高通濾波器基波阻抗值，則系統(tǒng)中無源濾波器每相的等效基波阻抗為可得到無源濾波器提供的容性無功功率為則由直流偏磁式電抗器提供的感性無功的變化范圍為0～Sc。仿真系統(tǒng)中綜合補償裝置的基本參數(shù)為L3=26.5mH,C3=48.4μF,L5=15.4mH,C5=26.4μF,Ld=0.768mH,Cd=13200μF,Ch=330μF,Rh=1.62?，Lh=0.112mH,C1=750μF,L1=13.5mH。偏磁式電抗器的電感變化范圍：0.5～5mH；負載為三相六脈動可控硅整流負荷；電源相電壓10kV，有源濾波器直流側(cè)電壓為1kV，耦合變壓器變比為300:1000；逆變器開關(guān)頻率為10kHz。圖9為偏磁式電抗器未投入時，電源電壓、電源電流和負荷電流的波形。由圖可見，經(jīng)過混合濾波器的補償后電源電流中的諧波含量顯著減小，但由于偏磁式電抗器未投入，無源濾波器提供的容性功率超過負荷產(chǎn)生的感性功率，所以使得電源電流相位超前電源電壓。圖10和11分別為有源濾波器輸出電壓指令信號和變壓器高壓側(cè)實際輸出電壓波形。圖12顯示了在0.38s時刻投入偏磁式電抗器的系統(tǒng)補償效果。由圖可以看出，投入偏磁式電抗器后，系統(tǒng)剩余容性無功功率被吸收，經(jīng)過約15ms后電源電流與電源電壓同相位。圖13為PWM型整流器輸出的直流控制電流變化情況。4補償器系統(tǒng)本文提出了新型的