基于重復(fù)控制和電壓前饋控制的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)研究與設(shè)計(jì)

1、基于重復(fù)控制和電壓前饋控制的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)研究與設(shè)計(jì)        摘要：提出了一種基于重復(fù)控制和電網(wǎng)電壓前饋控制相結(jié)合的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)。重復(fù)控制可以抑制周期性的負(fù)載擾動(dòng)，改善穩(wěn)態(tài)情況下的并網(wǎng)電流波形；同時(shí)，采用電網(wǎng)電壓的前饋控制來(lái)抵消電網(wǎng)的影響，使系統(tǒng)近似成為一個(gè)簡(jiǎn)單的無(wú)源跟隨系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，控制策略簡(jiǎn)單有效，系統(tǒng)的并網(wǎng)電流波形較好。 關(guān)鍵詞：并網(wǎng)；重復(fù)控制；前饋控制 0    引言     近年來(lái)，隨著能源消耗的大規(guī)模增加，可再生能源受到了廣泛

2、重視，各種并網(wǎng)發(fā)電裝置的應(yīng)用逐漸增多。然而，隨著投入使用的并網(wǎng)逆變裝置增多，其輸出的并網(wǎng)電流諧波對(duì)電網(wǎng)的污染也不容忽視，根據(jù)相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)1，并網(wǎng)逆變器輸出的電流波形總諧波畸變率應(yīng)該<5，各次諧波畸變率應(yīng)<3。基于此，本系統(tǒng)采用了電網(wǎng)電壓的前饋控制來(lái)抵消電網(wǎng)的影響，使系統(tǒng)近似成為一個(gè)無(wú)源跟隨系統(tǒng)；同時(shí)，采用并網(wǎng)電流的重復(fù)控制技術(shù)23以抑制周期性的負(fù)載擾動(dòng)，改善穩(wěn)態(tài)情況下的并網(wǎng)電流波形。而對(duì)于電壓型逆變器來(lái)說(shuō)，改善動(dòng)態(tài)特性的最好方法應(yīng)該是采用電流控制策略，同時(shí)，由于并網(wǎng)逆變器的負(fù)載為容量近似無(wú)窮大的電網(wǎng)，電壓波形基本上是50Hz的正弦波，因此，本系統(tǒng)采用直接電流控制方式4，使并網(wǎng)輸出電流直

3、接跟蹤給定并網(wǎng)電流的離散正弦值，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的正弦化，且為單位功率因數(shù)。 1    主電路構(gòu)成 11    主電路結(jié)構(gòu)     圖1為系統(tǒng)的主電路及控制結(jié)構(gòu)圖。由圖1可知，系統(tǒng)的主電路結(jié)構(gòu)為單相全橋結(jié)構(gòu)，功率器件采用智能功率模塊IPM75RSA060，功率輸出端利用標(biāo)準(zhǔn)工頻升壓變壓器隔離和升壓。由控制目標(biāo)可知系統(tǒng)為輸出電流受控的電壓型有源逆變器，逆變器的輸出側(cè)呈現(xiàn)受控電流源特性。系統(tǒng)的控制部分采用TI公司生產(chǎn)的高速DSP芯片TMS320LF2407A作為控制核心，外擴(kuò)直流電壓、直流電流、電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流

4、等檢測(cè)電路，通過(guò)實(shí)時(shí)檢測(cè)電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流等參量，由軟件完成并網(wǎng)電流的鎖相同步功能。系統(tǒng)采用單極性SPWM控制方式，單相全橋結(jié)構(gòu)的兩個(gè)橋臂分別輸出相位差互為180°的高頻SPWM波，經(jīng)過(guò)電感濾波后，去除高頻載波信號(hào)，向電網(wǎng)饋入高質(zhì)量的正弦電流波形。由圖1可知，光伏陣列接收的能量先經(jīng)過(guò)全橋逆變和電感濾波，再由升壓變壓器隔離、升壓后以受控電流源的方式并入電網(wǎng)，整個(gè)系統(tǒng)和電網(wǎng)隔離，運(yùn)行安全可靠。 圖1    主電路及控制結(jié)構(gòu) 12    系統(tǒng)逆變環(huán)節(jié)的數(shù)學(xué)模型     圖1中取流經(jīng)濾波電感L的電流iL

5、為狀態(tài)變量，則由圖1可得并網(wǎng)逆變器的功率輸出側(cè)電壓方程     Uab=iLr（1） 式中：Uab為未經(jīng)濾波的逆變器輸出SPWM波；       n為升壓變壓器的變比；       r為濾波電感、變壓器和線路的等效電阻。     由式（1）經(jīng)過(guò)拉氏變換，可解出     IL（s）=（2）     當(dāng)逆變器的開關(guān)頻率較高時(shí)，忽略開關(guān)器件和死區(qū)的影響，則SPWM控制方式下的橋式逆變

6、器可近似為一個(gè)等效的放大系數(shù)為K的放大環(huán)節(jié)，即     G（s）=Kpwm（3）     由式（2）及式（3）可得到系統(tǒng)的并網(wǎng)電流閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖，如圖2所示。 圖2    電流閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖 13    逆變輸出側(cè)電壓矢量圖     由式（1）可得功率輸出側(cè)的電壓矢量圖，如圖3所示。 （a）r=0            (b)r0 圖3 

7、;   電壓矢量圖 2    系統(tǒng)的控制方式     為了使逆變器輸出良好的并網(wǎng)電流波形，必須對(duì)逆變器的輸出并網(wǎng)電流進(jìn)行閉環(huán)控制。死區(qū)、逆變器內(nèi)部的不對(duì)稱因素、直流側(cè)電壓和電網(wǎng)等擾動(dòng)的存在都會(huì)使得逆變器輸出的并網(wǎng)電流波形畸變，當(dāng)采用傳統(tǒng)的PI控制來(lái)跟蹤正弦給定信號(hào)時(shí)，存在如下一些局限性：     1）當(dāng)跟蹤信號(hào)為快速變化的正弦波時(shí)，從理論上來(lái)說(shuō)，整個(gè)系統(tǒng)是個(gè)有差系統(tǒng)，不可能做到無(wú)靜差跟蹤；     2）雖然可以通過(guò)增大比例系數(shù)來(lái)減小穩(wěn)態(tài)誤差，但是，比例系數(shù)

8、增大會(huì)導(dǎo)致控制精度降低，甚至?xí)瓜到y(tǒng)產(chǎn)生振蕩；另外，增大比例系數(shù)還可能會(huì)同時(shí)放大噪聲信號(hào)，因此，比例系數(shù)不可能取得太大。     由此可知，傳統(tǒng)的PI控制在本系統(tǒng)中并不能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的無(wú)靜差跟蹤，而近年來(lái)提出的基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制不僅可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的無(wú)靜差跟蹤，而且能夠抑制負(fù)載的周期性擾動(dòng)，有效降低并網(wǎng)電流波形的THD。 2.1    重復(fù)控制     20世紀(jì)80年代，Inoue等人根據(jù)內(nèi)模原理的思想提出了重復(fù)控制理論。它是利用內(nèi)模原理，在穩(wěn)定的閉環(huán)系統(tǒng)內(nèi)設(shè)置一個(gè)可以產(chǎn)生與參考輸入同周期的內(nèi)部模型，從而使系

9、統(tǒng)實(shí)現(xiàn)對(duì)外部周期性參考信號(hào)的漸近跟蹤。包含這一模型的控制器被稱為重復(fù)控制器，具有這種控制器的系統(tǒng)被稱為重復(fù)控制系統(tǒng)，如圖4所示。 圖4    重復(fù)控制框圖     圖4中虛線框內(nèi)為重復(fù)控制器，由周期延遲正反饋環(huán)節(jié)和補(bǔ)償器S(z)組成。P(z)為控制對(duì)象的傳遞函數(shù)，d為擾動(dòng)信號(hào)，N為每周期采樣次數(shù)，S(z)為重復(fù)控制器的一個(gè)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，目的是改造控制對(duì)象，使系統(tǒng)在中低頻段為單位增益，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度5。本實(shí)驗(yàn)中，開關(guān)頻率為10kHz，輸出并網(wǎng)電流的頻率為50Hz，故N為200。當(dāng)誤差e每周期出現(xiàn)時(shí)，重復(fù)控制器的輸出逐周期累加，當(dāng)e=0時(shí)

10、，重復(fù)控制器的輸出并不消失，只是停止變化，維持上次的波形，并且逐周期地輸出此波形。在一般的重復(fù)控制系統(tǒng)中，為了得到較好的動(dòng)態(tài)性能，通常把重復(fù)控制器嵌入到常規(guī)的控制環(huán)內(nèi)。     由圖4可知，系統(tǒng)內(nèi)模部分的脈沖傳遞函數(shù)為     H(z)=     對(duì)于理想的重復(fù)控制系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，跟蹤參考信號(hào)的頻率范圍應(yīng)該為無(wú)窮大，而實(shí)際應(yīng)用中，跟蹤任意高的頻率信號(hào)是不可能的，因此，Q(z)應(yīng)具有低通特性，以對(duì)周期性干擾產(chǎn)生良好的抑制作用。Q(z)與系統(tǒng)的收斂速度和收斂程度密切相關(guān)，若Q(z)=1，則系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)時(shí)將徹底抑制周期

11、性干擾；但考慮到穩(wěn)定性，則Q(z)=1時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性較差。故在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，Q(z)可取為比1稍小的數(shù)。本實(shí)驗(yàn)中，Q(z)取為0.95。 2.2    電網(wǎng)電壓的前饋控制     重復(fù)控制能夠?qū)χ芷谛缘恼医o定信號(hào)實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤，而且輸出波形畸變率小，但由于對(duì)誤差的跟蹤控制滯后一個(gè)給定信號(hào)周期，因而動(dòng)態(tài)性能較差，尤其對(duì)于負(fù)載等的瞬時(shí)擾動(dòng)信號(hào)，重復(fù)控制近似于開環(huán)控制，此時(shí)系統(tǒng)的輸出波形畸變較嚴(yán)重，因此，為了及時(shí)抑制電網(wǎng)等的瞬時(shí)擾動(dòng)，本系統(tǒng)采用了電網(wǎng)前饋控制策略，以抵消電網(wǎng)的影響，使系統(tǒng)近似成為一個(gè)無(wú)源跟隨系統(tǒng)，從而簡(jiǎn)化了系統(tǒng)的控制

12、結(jié)構(gòu)，改善了系統(tǒng)的控制效果。在直流側(cè)電壓一定時(shí)，電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)的增益應(yīng)為系統(tǒng)逆變橋路增益的倒數(shù)，即1/Kpwm，從而實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓的精確對(duì)消，使系統(tǒng)更加接近于一個(gè)無(wú)源跟隨系統(tǒng)。前饋控制框圖如圖5所示。 圖5    前饋控制框圖 3    系統(tǒng)控制框圖     系統(tǒng)控制框圖如圖6所示，包括兩個(gè)控制環(huán)，外環(huán)為直流電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為并網(wǎng)電流環(huán)；外環(huán)的給定電壓值是光伏陣列的最大功率跟蹤6（MPPT）模塊輸出值，反饋值為光伏陣列電壓值，對(duì)誤差進(jìn)行PI調(diào)節(jié)后，外環(huán)輸出iref作為并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)的電流幅值給定；iref乘以離

13、散的正弦值后作為電流內(nèi)環(huán)的離散值給定，電流內(nèi)環(huán)采用重復(fù)控制，其等效傳遞函數(shù)為Gc(s)，重復(fù)控制器逐基波周期地累加給定電流和反饋電流的偏差e，并輸出相應(yīng)的控制量以改善輸出電流波形，此處的重復(fù)控制器相當(dāng)于直流電路中的積分調(diào)節(jié)器作用；同時(shí)，由圖6可知，電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為     G(s)= 圖6    系統(tǒng)控制框圖     即采用電網(wǎng)電壓的前饋控制后，電網(wǎng)的影響被完全抵消，系統(tǒng)基本上成為一個(gè)無(wú)源跟隨系統(tǒng)；也就是說(shuō)，在并網(wǎng)電流給定值為零的情況下，通過(guò)前饋控制計(jì)算出一個(gè)和電網(wǎng)電壓相對(duì)應(yīng)的占空比，用來(lái)抵消電網(wǎng)電壓的影響，使系統(tǒng)近似成為一個(gè)無(wú)源跟隨系統(tǒng)。 4    實(shí)驗(yàn)結(jié)果     根據(jù)以上分析，本文進(jìn)行了具有MPPT功能的光伏并網(wǎng)逆變器的