LM5117降壓穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)論文

1、A題：降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源摘 要：電路的設(shè)計(jì)是利用串聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過分析以LM5117芯片為核心的PWM控制器以及CSD18532KCS MOS場效應(yīng)管的工作原理及優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了DCDC變換、穩(wěn)壓控制等基本功能。得出適合于設(shè)計(jì)要求的主電路的結(jié)構(gòu)，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)出控制電路、保護(hù)電路、驅(qū)動電路。運(yùn)用調(diào)節(jié)占空比的大小自動控制輸出電壓，對各部分電路的原理進(jìn)行分析。設(shè)計(jì)出電路的閉環(huán)控制系統(tǒng)，使電源工作在一個(gè)穩(wěn)定的系統(tǒng)。根據(jù)設(shè)計(jì)要求以及主電路的結(jié)構(gòu)，對電路中各參數(shù)進(jìn)行計(jì)算。最后對電路進(jìn)行測試，并根據(jù)其進(jìn)行改進(jìn)。關(guān)鍵詞：開關(guān)穩(wěn)壓電源；PWM；LM5117芯片；CSD18532KCS MOS

2、場效應(yīng)管1題目分析與方案選擇1.1題目分析 題目給出的框圖如（圖1）所示。 工作條件： 輸出電壓 = 5V 輸出電流3A 輸入電壓 開關(guān)頻率 kHz 二極管仿真 有 (圖1) 外部 VCC 電源 有 1.2方案選擇 方案一：通過最基本的降壓器降壓，電容電阻濾波，穩(wěn)壓芯片穩(wěn)壓以及載一個(gè)滑動變阻器來得到一個(gè)可調(diào)節(jié)輸出電壓值的降壓穩(wěn)壓直流電源，如（圖2）。本方案中需要涉及到降壓器的應(yīng)用，對實(shí)驗(yàn)結(jié)果影響較大，所以不適合采用此種方案。方案二：利用LM5117芯片本身的降壓穩(wěn)壓功能，外加電容、電阻、MOS管等輔助元件，搭建一個(gè)可以實(shí)現(xiàn)降壓穩(wěn)壓功能的電源電路。此方案元件要求和誤差較小，故選用此方案。 2方案

3、描述 該方案是通過利用芯片LM5117 高電壓開關(guān)控制器具有實(shí)現(xiàn)寬輸入工作電壓的高效高電壓降壓型穩(wěn)壓器的強(qiáng)大功能。實(shí)現(xiàn)電路降壓、穩(wěn)壓等要求。要使電路能達(dá)到設(shè)計(jì)要求，DC-DC變換的關(guān)鍵是PWM控制。它是開關(guān)電源的核心部分，由功率變換和高頻整流兩部分組成。題目需要將直流電源轉(zhuǎn)換成小于輸入電壓的穩(wěn)定的輸出電壓。串聯(lián)型穩(wěn)壓電路是降壓型的電路，并聯(lián)型穩(wěn)壓電路是升壓型的電路。所以我們采用的串聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓，得到題目要求的降壓型穩(wěn)壓電路。3理論分析與計(jì)算3.1降低紋波的方法降低電路輸出電流、電壓紋波是通過增大電感電容參數(shù)來實(shí)現(xiàn)的，如（圖5）。 （圖a）3.2DC-DC變換方法 DC-DC變換即把直流電轉(zhuǎn)換成

4、穩(wěn)定的不同電壓輸出的直流電。直流變換電路工作方式通常是脈寬調(diào)制（PWM）工作方式。基本原理是通過開關(guān)管把直流電斬成方波（脈沖波），通過調(diào)節(jié)方波的占空比（脈沖寬度與脈沖周期之比）來改變電壓。本設(shè)計(jì)中利用芯片LM5117與CSD18532KCS MOS場效應(yīng)管構(gòu)成的BUCK主電路來實(shí)現(xiàn)DC-DC的轉(zhuǎn)換。3.3穩(wěn)壓控制方法 在本方案電路中的穩(wěn)壓控制是來自于LM5117的功能，在芯片LM5117的VCC引腳內(nèi)部，存在內(nèi)部高電壓偏置穩(wěn)壓器。上電時(shí)，穩(wěn)壓器灌電流進(jìn)入連接至 VCC 引腳的電容器。VCCDIS 輸入可用來禁用內(nèi)部 VCC 穩(wěn)壓器，。VCCDIS 有一個(gè) 500 的內(nèi)部下拉接地電阻，為的是在沒

5、有外部偏壓時(shí)可以正常運(yùn)行，如（圖3） （圖3）4電路設(shè)計(jì) 4.1主回路與器件選擇4.1.1主回路選擇與分析主回路選擇BUCK電路，BUCK電路是基本的DC-DC電路之一,其驅(qū)動電壓一般為PWM(Pulse width modulation脈寬調(diào)制)信號，信號周期為Ts，則信號頻率為f=1/Ts，導(dǎo)通時(shí)間為Ton，關(guān)斷時(shí)間為Toff，則周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。如（圖4） （圖4） UVLO：從 VIN 至 AGND 可使用一個(gè)外部UVLO 設(shè)定點(diǎn)分壓器來設(shè)置穩(wěn)壓器的最小輸入工作電壓。分壓器的設(shè)計(jì)必須是當(dāng)輸入電壓處在所需工作范圍時(shí)。UVLO 引腳可以用一個(gè)齊納二極管

6、來鉗位，UVLO 遲滯是通過一個(gè)內(nèi)部 20灌電流完成的，該電流開啟或關(guān)閉進(jìn)入 UVLO 設(shè)定點(diǎn)分壓器的阻抗。當(dāng) UVLO 引腳的電壓超過 1.25V 閾值時(shí)，灌電流被啟用，迅速提高 UVLO引腳的電壓。當(dāng) UVLO 引腳電壓降至低于 1.25V 閾值時(shí)，灌電流被禁用，導(dǎo)致 UVLO 引腳的電壓迅速下降。將電容器與并聯(lián)，有助于最大限度地降低注入到 UVLO引腳的開關(guān)噪聲如(圖5)所示： （圖5）DEMB引腳：在二極管仿真模式下，在檢測到反向電流流過 (電流從輸出到地流經(jīng)低邊 NMOS) 后，低邊 NMOS 在 PWM 周期的其余部分被鎖斷。該引腳浮置，LM5117 內(nèi)部的50 下拉電阻可保持 D

7、EMB 引腳為低電平，并啟用二極管仿真。RES引腳、SS引腳：為了在長時(shí)間電流限制條件下在進(jìn)一步保護(hù)穩(wěn)壓器，LM5117提供了打嗝模式電流限制功能。內(nèi)部打嗝模式故障定時(shí)器可計(jì)算逐周期電流限制發(fā)生期間的 PWM 時(shí)鐘周期。當(dāng)斷續(xù)模式故障定時(shí)器檢測 256 個(gè)連續(xù)周期的電流限制時(shí)，內(nèi)部重啟定時(shí)器強(qiáng)制控制器進(jìn)入低功耗待機(jī)模式，并開始灌出10電流進(jìn)入 RES 引腳電容。在此待機(jī)模式下，HO和 LO 輸出被禁用，且軟啟動電容被放電。從 RES 引腳連接至 AGND，以決定 LM5117 自動重啟之前保持待機(jī)的時(shí)間 ()。當(dāng) RES 引腳電壓超過 1.25V RES閾值時(shí)，RES 電容被放電，并開始一個(gè)軟

8、啟動順序，如（圖6） （圖6）RT引腳：LM5117 開關(guān)頻率是通過 RT 引腳和 AGND 引腳之間連接的一個(gè)外部電阻來設(shè)定的。該電阻應(yīng)位于非常靠近器件的位置，并直接連接至 RT 和 AGND 引腳。AGND:模擬接地。內(nèi)部 0.8V 電壓基準(zhǔn)電路和模擬電路的回路。VCCDIS引腳:VCCDIS有一個(gè)內(nèi)部 500下拉電阻，當(dāng)此引腳浮置時(shí)，可啟用 VCC 穩(wěn)壓器。FB、COMP：。取自FB引腳輸出的電阻(、)分壓信號可設(shè)定輸出電壓電平。內(nèi)部高增益誤差放大器可以產(chǎn)生一個(gè)與 FB 引腳電壓和內(nèi)部高精度 0.8V 基準(zhǔn)之差成正比的誤差信號。連接至 COMP引腳的誤差放大器的輸出允許用戶實(shí)現(xiàn)II型環(huán)路

9、補(bǔ)償元件，即、 和可選的，如（圖7）。 （圖7）CM:它提供檢測到的電感電流平均值。監(jiān)視器直接連在 CM 和 AGND 之間,不使用此引腳時(shí) CM 應(yīng)浮置。RAMP:SW引腳、RAMP 引腳和 AGND 引腳之間連接的外部電阻和電容用來設(shè)置 PWM斜坡斜率。選擇合適的元件值以此產(chǎn)生一個(gè) RAMP 斜坡信號。CS、CSG:用于傳統(tǒng)電流模式控制的脈寬調(diào)制器斜坡信號通常直接來自于高邊開關(guān)管電流。此開關(guān)電流與電感電流的正斜率部分相符。使用此信號的 PWM 斜坡可將控制環(huán)路傳遞函數(shù)簡化為一個(gè)極點(diǎn)響應(yīng)，同時(shí)可實(shí)現(xiàn)固有的輸入電壓前饋補(bǔ)償。使用高邊開關(guān)電流信號進(jìn)行 PWM 控制的缺點(diǎn)是前沿尖峰很大，因?yàn)楸仨氝^

10、濾或消隱電路的寄生效應(yīng)。利用一個(gè)高邊電流檢測電路，通過濾波、消隱時(shí)間和傳播延遲可限制最小可實(shí)現(xiàn)脈沖寬度。在輸入電壓可能高于輸出電壓的應(yīng)用場合，控制小脈沖寬度和占空比對穩(wěn)壓非常必要。LM5117 采用了一個(gè)獨(dú)特的斜坡發(fā)生器，它實(shí)際上并不測量高邊開關(guān)管電流，而是重建這個(gè)信號。表征或仿真電感器電流為 PWM 比較器提供了一個(gè)斜坡信號，此信號沒有前沿尖峰，也無需測量或?yàn)V波延遲，同時(shí)保持了傳統(tǒng)峰值電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)。電流重建由兩部分組成：采樣和保持直流電平和仿真的電感電流斜坡，如圖8所示。采樣和保持直流電平是由測量流經(jīng)電流檢測電阻的循環(huán)電流得出的。只有在高邊開關(guān)管的下一個(gè)傳導(dǎo)時(shí)間間隔開始之前，才能對檢測

11、電阻兩端的電壓采樣和保持。電流檢測放大器的增益為10，采樣和保持電路提供了重建電流信號的直流電平，如圖9所示。正斜率電感電流斜坡是通過連接在 RAMP 和 AGND 之間的，以及連接在 SW 和 RAMP 之間的進(jìn)行仿真的不應(yīng)直接連接至 VIN，因?yàn)樵诟咻斎腚妷簵l件下，電壓可能超過 RAMP 引腳的絕對最大額定電壓。在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，CRAMP 通過一個(gè)內(nèi)部開關(guān)管放電，且在最小關(guān)斷時(shí)間內(nèi)必須完全放電。 （圖8） （圖9）PGND:低邊 NMOS 柵極驅(qū)動器的電源接地返回引腳。直接連接至電流檢測電阻的低邊。LO、HO:LM5117 包含幾個(gè)大電流 NMOS 驅(qū)動器和一個(gè)相關(guān)的高邊電平轉(zhuǎn)換器，以驅(qū)動外

12、部高邊 NMOS 器件。這個(gè)高邊柵極驅(qū)動器與一個(gè)外部二極管 DHB 及一個(gè)自舉電容配合工作。自舉電容以短走線連接在 HB和 SW 引腳之間。在高邊 NMOS 驅(qū)動器的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，SW引腳電壓約為0V，CHB 經(jīng) DHB 從 VCC 充電。當(dāng)運(yùn)行在高PWM 占空比時(shí)，高邊 NMOS 器件每個(gè)周期被迫關(guān)閉 320ns，以確保 CHB 被充電。此設(shè)計(jì)中選用CSD18532KCS MOS場效應(yīng)管減小功耗。LO、HO分別與MOS管柵極相連。SW：降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)。高邊 NMOS 晶體管的源端和低邊 NMOS 的漏端通過一條短而低電感的路徑連接至自舉電容。HB:用于自舉柵極驅(qū)動的高邊驅(qū)動器電源。連接至

13、外部自舉二極管的陰極和自舉電容。自舉電容提供電流為高邊 NMOS 柵極充電，應(yīng)盡可能靠近控制器放置。VIN:VCC 穩(wěn)壓器電源電壓輸入源。4.1.2器件選擇定時(shí)電阻:一般來說，較高頻率的應(yīng)用體積較小，但損耗也較高。在這個(gè)例子中，選定200kHz 作為小尺寸和高效率之間的合理折中方案。用公式可以計(jì)算出200kHz 開關(guān)頻率下的值： ;選定了標(biāo)準(zhǔn)值為 21.8 的電阻。輸出電感：最大電感紋波電流出現(xiàn)在最大輸入電壓時(shí)。通常情況下，20 至 40 的滿載電流是在磁芯損耗和電感銅損之間一個(gè)很好的折中方案。較高的紋波電流可以使用較小尺寸的電感器，但為了平滑輸出的紋波電壓，輸出電容要承擔(dān)更大的負(fù)荷。對于這個(gè)

14、設(shè)計(jì)，選擇的紋波電流為3A的 40。已知開關(guān)頻率、最大紋波電流、最大輸入電壓和標(biāo)稱輸出電壓，電感值可以用公式計(jì)算，得：，選擇的標(biāo)準(zhǔn)值為10的電感。二極管仿真功能：因?yàn)楸驹O(shè)計(jì)中使用了二極管仿真來減少無負(fù)載或輕負(fù)載條件下的功率損耗，因此 DEMB 引腳要浮置。電流檢測電阻 ：轉(zhuǎn)換器的性能根據(jù)K值會有所不同。對于這個(gè)例子，選擇了K = 1，以控制次諧波振蕩和實(shí)現(xiàn)單周期阻尼?？紤]到誤差和紋波電流，最大輸出電流能力 ()應(yīng)高于所需輸出電流的 20 至 50。在這個(gè)例子中，選擇了3A的 130。電流檢測電阻值可以用公式： ，與，得，本設(shè)計(jì)方案中選用0.025的電阻進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。電流檢測濾波器和 ：LM5117

15、 本身不會受到大前沿尖峰的影響，因?yàn)槠涔戎惦娏鞑蓸忧∏∠扔诟哌呴_關(guān)管出現(xiàn)。電流檢測濾波器可用來最大限度地減少從任何外部噪聲源注入的噪聲。在一般情況下，沒有必要使用電流檢測濾波器。在這個(gè)例子中，沒有使用電流檢測濾波器。斜坡電阻 和斜坡電容:電感電流斜坡信號是通過 和仿真的。對于這個(gè)例子， 值設(shè)置在 820pF的標(biāo)準(zhǔn)電容值。利用電感器可選擇檢測電阻和 K 系數(shù)，值可以計(jì)算如下： ,的值選用標(biāo)準(zhǔn)值40的電阻。UVLO 分壓器、 和 ：所需啟動電壓和遲滯由分壓器 和 來設(shè)定。電容為分壓器提供濾波。對于這樣的設(shè)計(jì)，啟動電壓設(shè)置為 15V，低于1V。設(shè)置為 2V。、的值可以用公式計(jì)算如下：,選擇的標(biāo)準(zhǔn)值為

16、 100 。選擇的是11.63。CFT 的值選擇了104pF。VCC 禁用和外部 VCC 電源：12V 輸出電壓允許如（圖 10） 所示的外部 VCC 電源配置。在這個(gè)例子中，VCCDIS 可以浮置，因?yàn)楦哂诜€(wěn)壓器 VCC設(shè)定點(diǎn)電平。 （圖10）緩沖元件和：低邊 NMOS 器件兩端的電阻-電容緩沖網(wǎng)絡(luò)可減少開關(guān)節(jié)點(diǎn)的振鈴和尖峰。過多的振鈴和尖峰可能會導(dǎo)致運(yùn)行不穩(wěn)定，還可能將噪聲耦合至輸出電壓。選擇緩沖器值最好是通過實(shí)證的方法來完成。首先，應(yīng)確保緩沖連接導(dǎo)線長度很短。從 5和 50 之間的電阻值開始。增加緩沖電容值可以實(shí)現(xiàn)更好的阻尼效果，但緩沖損耗較高。應(yīng)選擇一個(gè)最小值的緩沖電容，它可以在重負(fù)載

17、條件下為開關(guān)波形尖峰提供足夠的阻尼。本設(shè)計(jì)方案經(jīng)過優(yōu)化的布局，沒有必要使用緩沖元件。自舉電容和自舉二極管:在每個(gè)周期的開啟期間，HB 和 SW 引腳之間的自舉電容提供柵極電流，對高邊 NMOS 器件柵極充電，還為自舉二極管提供恢復(fù)電荷。這些電流峰值可達(dá)幾安培。自舉電容的建議值至少是 0.1。CHB 應(yīng)該是一個(gè)質(zhì)量很好的低 ESR陶瓷電容器，它應(yīng)位于 IC 的引腳旁，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。 自舉電容的最小絕對值計(jì)算公式為：,式中 是高邊 NMOS 柵極電荷，是上的容許電壓降，通常不到 VCC 的 5 或保守值為 0.15V。這個(gè)設(shè)計(jì)選擇的值為0.29，值為1A。VCC 電

18、容：VCC 電容()的主要用途是為LO驅(qū)動器和自舉二極管提供峰值瞬態(tài)電流，并為 VCC 穩(wěn)壓器提供穩(wěn)定性。這些峰值電流可達(dá)幾安培。一般建議應(yīng)該是一個(gè)良好品質(zhì)的低 ESR 陶瓷電容器。應(yīng)連在 IC 引腳上，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。這個(gè)設(shè)計(jì)選擇了0.59的值。輸出電容：輸出電容器可以平滑電感紋波電流引起的輸出電壓紋波，并在瞬態(tài)負(fù)載條件下提供一個(gè)充電電源。對于這個(gè)設(shè)計(jì)，選擇了一個(gè)最大 ESR 為 20的 470電解電容作為主輸出電容。其他低 ERS/ESL 陶瓷電容器可以與主輸出電容并聯(lián)起來，以進(jìn)一步降低輸出電壓紋波和尖峰。在這個(gè)設(shè)計(jì)中，分別加入了兩個(gè) 22電容。輸入電容 ：在

19、開關(guān)頻率下，穩(wěn)壓器輸入電源電壓通常具有高源阻抗。有必要使用質(zhì)量好的輸入電容來限制 VIN 引腳的紋波電壓，同時(shí)在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)提供最大的開關(guān)電流。當(dāng)高邊 NMOS 器件導(dǎo)通時(shí)，電流進(jìn)入器件使電感電流波形達(dá)到谷值，再上升到峰值，然后在關(guān)斷時(shí)下降到零點(diǎn)。應(yīng)根據(jù) RMS 電流額定值和最小紋波電壓選擇輸入電容。所需的紋波電流額定值的合適近似值是 。在這個(gè)例子中，使用了 7 個(gè) 3.3陶瓷電容器。使用陶瓷電容器，輸入紋波電壓將為三角波。軟啟動電容:SS 引腳的電容 () 決定軟啟動時(shí)間 ()，它是達(dá)到最終穩(wěn)壓值的輸出電壓持續(xù)時(shí)間。一個(gè)給定的可以用公式計(jì)算如下：，對于這個(gè)例子，軟啟動時(shí)間為 8 ms，CSS

20、選擇的值為 0.1 。重啟電容器：RES 引腳的電容 () 決定，它是 LM5117 在以斷續(xù)模式電流限制嘗試重新啟動之前處于關(guān)閉狀態(tài)的時(shí)間?？梢杂?jì)算出給定 的：，對于這個(gè)例子，重新啟動時(shí)間為 59 ms，CRES 選擇的值為0.47。輸出分壓器和：和設(shè)置輸出電壓電平。這些電阻的比值計(jì)算公式為：,和之間的比值決定了中頻增益 。較大值的可能需要相應(yīng)較大值的。應(yīng)足夠大，以使分壓器總功耗很小。在這個(gè)例子中，選擇了 4.99，其結(jié)果是5V 輸出的值為950。環(huán)路補(bǔ)償元件 、和:、和可配置誤差放大器增益和相位特性，以產(chǎn)生一個(gè)穩(wěn)定的電壓環(huán)路。為了迅速開始工作，可按照下面列出的 4 個(gè)步驟進(jìn)行。第一步：選擇,通過選擇十分之一的開關(guān)頻率，第二步：確定所需的, ,選擇的