LM5117降壓穩(wěn)壓電源設計論文

1、A題：降壓型直流開關穩(wěn)壓電源摘 要：電路的設計是利用串聯(lián)型開關穩(wěn)壓電源的拓撲結構，通過分析以LM5117芯片為核心的PWM控制器以及CSD18532KCS MOS場效應管的工作原理及優(yōu)點，實現(xiàn)了DCDC變換、穩(wěn)壓控制等基本功能。得出適合于設計要求的主電路的結構，并在此基礎上設計出控制電路、保護電路、驅動電路。運用調節(jié)占空比的大小自動控制輸出電壓，對各部分電路的原理進行分析。設計出電路的閉環(huán)控制系統(tǒng)，使電源工作在一個穩(wěn)定的系統(tǒng)。根據(jù)設計要求以及主電路的結構，對電路中各參數(shù)進行計算。最后對電路進行測試，并根據(jù)其進行改進。關鍵詞：開關穩(wěn)壓電源；PWM；LM5117芯片；CSD18532KCS MOS

2、場效應管1題目分析與方案選擇1.1題目分析 題目給出的框圖如（圖1）所示。 工作條件： 輸出電壓 = 5V 輸出電流3A 輸入電壓 開關頻率 kHz 二極管仿真 有 (圖1) 外部 VCC 電源 有 1.2方案選擇 方案一：通過最基本的降壓器降壓，電容電阻濾波，穩(wěn)壓芯片穩(wěn)壓以及載一個滑動變阻器來得到一個可調節(jié)輸出電壓值的降壓穩(wěn)壓直流電源，如（圖2）。本方案中需要涉及到降壓器的應用，對實驗結果影響較大，所以不適合采用此種方案。方案二：利用LM5117芯片本身的降壓穩(wěn)壓功能，外加電容、電阻、MOS管等輔助元件，搭建一個可以實現(xiàn)降壓穩(wěn)壓功能的電源電路。此方案元件要求和誤差較小，故選用此方案。 2方案

3、描述 該方案是通過利用芯片LM5117 高電壓開關控制器具有實現(xiàn)寬輸入工作電壓的高效高電壓降壓型穩(wěn)壓器的強大功能。實現(xiàn)電路降壓、穩(wěn)壓等要求。要使電路能達到設計要求，DC-DC變換的關鍵是PWM控制。它是開關電源的核心部分，由功率變換和高頻整流兩部分組成。題目需要將直流電源轉換成小于輸入電壓的穩(wěn)定的輸出電壓。串聯(lián)型穩(wěn)壓電路是降壓型的電路，并聯(lián)型穩(wěn)壓電路是升壓型的電路。所以我們采用的串聯(lián)型開關穩(wěn)壓，得到題目要求的降壓型穩(wěn)壓電路。3理論分析與計算3.1降低紋波的方法降低電路輸出電流、電壓紋波是通過增大電感電容參數(shù)來實現(xiàn)的，如（圖5）。 （圖a）3.2DC-DC變換方法 DC-DC變換即把直流電轉換成

4、穩(wěn)定的不同電壓輸出的直流電。直流變換電路工作方式通常是脈寬調制（PWM）工作方式?；驹硎峭ㄟ^開關管把直流電斬成方波（脈沖波），通過調節(jié)方波的占空比（脈沖寬度與脈沖周期之比）來改變電壓。本設計中利用芯片LM5117與CSD18532KCS MOS場效應管構成的BUCK主電路來實現(xiàn)DC-DC的轉換。3.3穩(wěn)壓控制方法 在本方案電路中的穩(wěn)壓控制是來自于LM5117的功能，在芯片LM5117的VCC引腳內部，存在內部高電壓偏置穩(wěn)壓器。上電時，穩(wěn)壓器灌電流進入連接至 VCC 引腳的電容器。VCCDIS 輸入可用來禁用內部 VCC 穩(wěn)壓器，。VCCDIS 有一個 500 的內部下拉接地電阻，為的是在沒

5、有外部偏壓時可以正常運行，如（圖3） （圖3）4電路設計 4.1主回路與器件選擇4.1.1主回路選擇與分析主回路選擇BUCK電路，BUCK電路是基本的DC-DC電路之一,其驅動電壓一般為PWM(Pulse width modulation脈寬調制)信號，信號周期為Ts，則信號頻率為f=1/Ts，導通時間為Ton，關斷時間為Toff，則周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。如（圖4） （圖4） UVLO：從 VIN 至 AGND 可使用一個外部UVLO 設定點分壓器來設置穩(wěn)壓器的最小輸入工作電壓。分壓器的設計必須是當輸入電壓處在所需工作范圍時。UVLO 引腳可以用一個齊納二極管

6、來鉗位，UVLO 遲滯是通過一個內部 20灌電流完成的，該電流開啟或關閉進入 UVLO 設定點分壓器的阻抗。當 UVLO 引腳的電壓超過 1.25V 閾值時，灌電流被啟用，迅速提高 UVLO引腳的電壓。當 UVLO 引腳電壓降至低于 1.25V 閾值時，灌電流被禁用，導致 UVLO 引腳的電壓迅速下降。將電容器與并聯(lián)，有助于最大限度地降低注入到 UVLO引腳的開關噪聲如(圖5)所示： （圖5）DEMB引腳：在二極管仿真模式下，在檢測到反向電流流過 (電流從輸出到地流經低邊 NMOS) 后，低邊 NMOS 在 PWM 周期的其余部分被鎖斷。該引腳浮置，LM5117 內部的50 下拉電阻可保持 D

7、EMB 引腳為低電平，并啟用二極管仿真。RES引腳、SS引腳：為了在長時間電流限制條件下在進一步保護穩(wěn)壓器，LM5117提供了打嗝模式電流限制功能。內部打嗝模式故障定時器可計算逐周期電流限制發(fā)生期間的 PWM 時鐘周期。當斷續(xù)模式故障定時器檢測 256 個連續(xù)周期的電流限制時，內部重啟定時器強制控制器進入低功耗待機模式，并開始灌出10電流進入 RES 引腳電容。在此待機模式下，HO和 LO 輸出被禁用，且軟啟動電容被放電。從 RES 引腳連接至 AGND，以決定 LM5117 自動重啟之前保持待機的時間 ()。當 RES 引腳電壓超過 1.25V RES閾值時，RES 電容被放電，并開始一個軟

8、啟動順序，如（圖6） （圖6）RT引腳：LM5117 開關頻率是通過 RT 引腳和 AGND 引腳之間連接的一個外部電阻來設定的。該電阻應位于非?？拷骷奈恢茫⒅苯舆B接至 RT 和 AGND 引腳。AGND:模擬接地。內部 0.8V 電壓基準電路和模擬電路的回路。VCCDIS引腳:VCCDIS有一個內部 500下拉電阻，當此引腳浮置時，可啟用 VCC 穩(wěn)壓器。FB、COMP：。取自FB引腳輸出的電阻(、)分壓信號可設定輸出電壓電平。內部高增益誤差放大器可以產生一個與 FB 引腳電壓和內部高精度 0.8V 基準之差成正比的誤差信號。連接至 COMP引腳的誤差放大器的輸出允許用戶實現(xiàn)II型環(huán)路

9、補償元件，即、 和可選的，如（圖7）。 （圖7）CM:它提供檢測到的電感電流平均值。監(jiān)視器直接連在 CM 和 AGND 之間,不使用此引腳時 CM 應浮置。RAMP:SW引腳、RAMP 引腳和 AGND 引腳之間連接的外部電阻和電容用來設置 PWM斜坡斜率。選擇合適的元件值以此產生一個 RAMP 斜坡信號。CS、CSG:用于傳統(tǒng)電流模式控制的脈寬調制器斜坡信號通常直接來自于高邊開關管電流。此開關電流與電感電流的正斜率部分相符。使用此信號的 PWM 斜坡可將控制環(huán)路傳遞函數(shù)簡化為一個極點響應，同時可實現(xiàn)固有的輸入電壓前饋補償。使用高邊開關電流信號進行 PWM 控制的缺點是前沿尖峰很大，因為必須過

10、濾或消隱電路的寄生效應。利用一個高邊電流檢測電路，通過濾波、消隱時間和傳播延遲可限制最小可實現(xiàn)脈沖寬度。在輸入電壓可能高于輸出電壓的應用場合，控制小脈沖寬度和占空比對穩(wěn)壓非常必要。LM5117 采用了一個獨特的斜坡發(fā)生器，它實際上并不測量高邊開關管電流，而是重建這個信號。表征或仿真電感器電流為 PWM 比較器提供了一個斜坡信號，此信號沒有前沿尖峰，也無需測量或濾波延遲，同時保持了傳統(tǒng)峰值電流模式控制的優(yōu)點。電流重建由兩部分組成：采樣和保持直流電平和仿真的電感電流斜坡，如圖8所示。采樣和保持直流電平是由測量流經電流檢測電阻的循環(huán)電流得出的。只有在高邊開關管的下一個傳導時間間隔開始之前，才能對檢測

11、電阻兩端的電壓采樣和保持。電流檢測放大器的增益為10，采樣和保持電路提供了重建電流信號的直流電平，如圖9所示。正斜率電感電流斜坡是通過連接在 RAMP 和 AGND 之間的，以及連接在 SW 和 RAMP 之間的進行仿真的不應直接連接至 VIN，因為在高輸入電壓條件下，電壓可能超過 RAMP 引腳的絕對最大額定電壓。在關斷時間內，CRAMP 通過一個內部開關管放電，且在最小關斷時間內必須完全放電。 （圖8） （圖9）PGND:低邊 NMOS 柵極驅動器的電源接地返回引腳。直接連接至電流檢測電阻的低邊。LO、HO:LM5117 包含幾個大電流 NMOS 驅動器和一個相關的高邊電平轉換器，以驅動外

12、部高邊 NMOS 器件。這個高邊柵極驅動器與一個外部二極管 DHB 及一個自舉電容配合工作。自舉電容以短走線連接在 HB和 SW 引腳之間。在高邊 NMOS 驅動器的關斷時間內，SW引腳電壓約為0V，CHB 經 DHB 從 VCC 充電。當運行在高PWM 占空比時，高邊 NMOS 器件每個周期被迫關閉 320ns，以確保 CHB 被充電。此設計中選用CSD18532KCS MOS場效應管減小功耗。LO、HO分別與MOS管柵極相連。SW：降壓穩(wěn)壓器的開關節(jié)點。高邊 NMOS 晶體管的源端和低邊 NMOS 的漏端通過一條短而低電感的路徑連接至自舉電容。HB:用于自舉柵極驅動的高邊驅動器電源。連接至

13、外部自舉二極管的陰極和自舉電容。自舉電容提供電流為高邊 NMOS 柵極充電，應盡可能靠近控制器放置。VIN:VCC 穩(wěn)壓器電源電壓輸入源。4.1.2器件選擇定時電阻:一般來說，較高頻率的應用體積較小，但損耗也較高。在這個例子中，選定200kHz 作為小尺寸和高效率之間的合理折中方案。用公式可以計算出200kHz 開關頻率下的值： ;選定了標準值為 21.8 的電阻。輸出電感：最大電感紋波電流出現(xiàn)在最大輸入電壓時。通常情況下，20 至 40 的滿載電流是在磁芯損耗和電感銅損之間一個很好的折中方案。較高的紋波電流可以使用較小尺寸的電感器，但為了平滑輸出的紋波電壓，輸出電容要承擔更大的負荷。對于這個

14、設計，選擇的紋波電流為3A的 40。已知開關頻率、最大紋波電流、最大輸入電壓和標稱輸出電壓，電感值可以用公式計算，得：，選擇的標準值為10的電感。二極管仿真功能：因為本設計中使用了二極管仿真來減少無負載或輕負載條件下的功率損耗，因此 DEMB 引腳要浮置。電流檢測電阻 ：轉換器的性能根據(jù)K值會有所不同。對于這個例子，選擇了K = 1，以控制次諧波振蕩和實現(xiàn)單周期阻尼?？紤]到誤差和紋波電流，最大輸出電流能力 ()應高于所需輸出電流的 20 至 50。在這個例子中，選擇了3A的 130。電流檢測電阻值可以用公式： ，與，得，本設計方案中選用0.025的電阻進行實驗。電流檢測濾波器和 ：LM5117

15、 本身不會受到大前沿尖峰的影響，因為其谷值電流采樣恰恰先于高邊開關管出現(xiàn)。電流檢測濾波器可用來最大限度地減少從任何外部噪聲源注入的噪聲。在一般情況下，沒有必要使用電流檢測濾波器。在這個例子中，沒有使用電流檢測濾波器。斜坡電阻 和斜坡電容:電感電流斜坡信號是通過 和仿真的。對于這個例子， 值設置在 820pF的標準電容值。利用電感器可選擇檢測電阻和 K 系數(shù)，值可以計算如下： ,的值選用標準值40的電阻。UVLO 分壓器、 和 ：所需啟動電壓和遲滯由分壓器 和 來設定。電容為分壓器提供濾波。對于這樣的設計，啟動電壓設置為 15V，低于1V。設置為 2V。、的值可以用公式計算如下：,選擇的標準值為

16、 100 。選擇的是11.63。CFT 的值選擇了104pF。VCC 禁用和外部 VCC 電源：12V 輸出電壓允許如（圖 10） 所示的外部 VCC 電源配置。在這個例子中，VCCDIS 可以浮置，因為高于穩(wěn)壓器 VCC設定點電平。 （圖10）緩沖元件和：低邊 NMOS 器件兩端的電阻-電容緩沖網絡可減少開關節(jié)點的振鈴和尖峰。過多的振鈴和尖峰可能會導致運行不穩(wěn)定，還可能將噪聲耦合至輸出電壓。選擇緩沖器值最好是通過實證的方法來完成。首先，應確保緩沖連接導線長度很短。從 5和 50 之間的電阻值開始。增加緩沖電容值可以實現(xiàn)更好的阻尼效果，但緩沖損耗較高。應選擇一個最小值的緩沖電容，它可以在重負載

17、條件下為開關波形尖峰提供足夠的阻尼。本設計方案經過優(yōu)化的布局，沒有必要使用緩沖元件。自舉電容和自舉二極管:在每個周期的開啟期間，HB 和 SW 引腳之間的自舉電容提供柵極電流，對高邊 NMOS 器件柵極充電，還為自舉二極管提供恢復電荷。這些電流峰值可達幾安培。自舉電容的建議值至少是 0.1。CHB 應該是一個質量很好的低 ESR陶瓷電容器，它應位于 IC 的引腳旁，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。 自舉電容的最小絕對值計算公式為：,式中 是高邊 NMOS 柵極電荷，是上的容許電壓降，通常不到 VCC 的 5 或保守值為 0.15V。這個設計選擇的值為0.29，值為1A。VCC 電

18、容：VCC 電容()的主要用途是為LO驅動器和自舉二極管提供峰值瞬態(tài)電流，并為 VCC 穩(wěn)壓器提供穩(wěn)定性。這些峰值電流可達幾安培。一般建議應該是一個良好品質的低 ESR 陶瓷電容器。應連在 IC 引腳上，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。這個設計選擇了0.59的值。輸出電容：輸出電容器可以平滑電感紋波電流引起的輸出電壓紋波，并在瞬態(tài)負載條件下提供一個充電電源。對于這個設計，選擇了一個最大 ESR 為 20的 470電解電容作為主輸出電容。其他低 ERS/ESL 陶瓷電容器可以與主輸出電容并聯(lián)起來，以進一步降低輸出電壓紋波和尖峰。在這個設計中，分別加入了兩個 22電容。輸入電容 ：在

19、開關頻率下，穩(wěn)壓器輸入電源電壓通常具有高源阻抗。有必要使用質量好的輸入電容來限制 VIN 引腳的紋波電壓，同時在導通時間內提供最大的開關電流。當高邊 NMOS 器件導通時，電流進入器件使電感電流波形達到谷值，再上升到峰值，然后在關斷時下降到零點。應根據(jù) RMS 電流額定值和最小紋波電壓選擇輸入電容。所需的紋波電流額定值的合適近似值是 。在這個例子中，使用了 7 個 3.3陶瓷電容器。使用陶瓷電容器，輸入紋波電壓將為三角波。軟啟動電容:SS 引腳的電容 () 決定軟啟動時間 ()，它是達到最終穩(wěn)壓值的輸出電壓持續(xù)時間。一個給定的可以用公式計算如下：，對于這個例子，軟啟動時間為 8 ms，CSS

20、選擇的值為 0.1 。重啟電容器：RES 引腳的電容 () 決定，它是 LM5117 在以斷續(xù)模式電流限制嘗試重新啟動之前處于關閉狀態(tài)的時間?？梢杂嬎愠鼋o定 的：，對于這個例子，重新啟動時間為 59 ms，CRES 選擇的值為0.47。輸出分壓器和：和設置輸出電壓電平。這些電阻的比值計算公式為：,和之間的比值決定了中頻增益 。較大值的可能需要相應較大值的。應足夠大，以使分壓器總功耗很小。在這個例子中，選擇了 4.99，其結果是5V 輸出的值為950。環(huán)路補償元件 、和:、和可配置誤差放大器增益和相位特性，以產生一個穩(wěn)定的電壓環(huán)路。為了迅速開始工作，可按照下面列出的 4 個步驟進行。第一步：選擇,通過選擇十分之一的開關頻率，第二步：確定所需的, ,選擇的