高效音頻功率放大器-模電課程設(shè)計

1、高效音頻功率放大器 一、設(shè)計任務(wù)與要求 1、設(shè)計任務(wù)設(shè)計并制作一個高效率音頻功率放大器。功率放大器的電源電壓為+5V（電路其他部分的電源電壓不限），負載為8電阻。2、設(shè)計要求（1）3 dB通頻帶為3003400Hz，輸出正弦信號無明顯失真。（2）最大不失真輸出功率1W。 （3）輸入阻抗>10k，電壓放大倍數(shù)120連續(xù)可調(diào)。（4）低頻噪聲電壓(20kHz以下)10mV，在電壓放大倍數(shù)為10、輸入端對地交流短路時測量。 （5）在輸出功率500mW時測量的功率放大器效率(輸出功率/放大器總功耗)50。3、設(shè)計說明 （1）采用開關(guān)方式實現(xiàn)低頻功率放大(即D類放大)是提高效率的主要途徑之一，D類放

2、大原理框圖如下圖所示。本設(shè)計中如果采用D類放大方式，不允許使用D類功率放大集成電路。圖1 D類放大原理框圖（2）效率計算中的放大器總功耗是指功率放大器部分的總電流乘以供電電壓(+5 v)，制作時要注意便于效率測試。、（3）在整個測試過程中，要求輸出波形無明顯失真。二、方案論證與比較根據(jù)設(shè)計任務(wù)的要求，對本系統(tǒng)的電路的設(shè)計方案分別進行論證與比較。1、高效率功率放大器 高效率功放類型的選擇方案一：采用A類、B類、AB類功率放大器。這三類功放的效率均達不到題目的要求。方案二：采用D類功率放大器。D類功率放大器是用音頻信號的幅度去線性調(diào)制高頻脈沖的寬度，功率輸出管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，通過LC低通濾波器

3、后輸出音頻信號。由于輸出管工作在開關(guān)狀態(tài)，故具有極高的效率。理論上為100，實際電路也可達到8095，所以我們決定采用D類功率放大器。圖2 脈寬調(diào)制器電路 脈寬調(diào)制器(PWM) 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn)。方案二：采用圖2所示方式來實現(xiàn)。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。 高速開關(guān)電路a. 輸出方式方案一：選用推挽單端輸出方式(電路如圖3所示)。電路輸出載波峰-峰值不可能超過5V電源電壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求。圖3

4、 高速開關(guān)電路方案二：選用H橋型輸出方式(電路如圖4所示)。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰-峰值可達10V，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，故選用此輸出電路形式。圖4 高速開關(guān)電路b. 開關(guān)管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。方案一：選用晶體三極管、IGBT管。晶體三極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大；IGBT管的最大缺點是導(dǎo)通壓降太大。方案二：選用VMMOSFET管。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選

5、用高速VMOSFET管。 濾波器的選擇方案一：采用兩個相同的二階Butterworth低通濾波器。缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。方案二：采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高頻載波電壓進一步得到衰減。三、主要電路工作原理分析與計算1、D類放大器的工作原理一般的脈寬調(diào)制D類功放的原理方框圖如圖 5 所示。圖 6 為工作波形示意，其中(a)為輸入信號；(b)為鋸齒波與輸入信號進行比較的波形；(c)為調(diào)制器輸出的脈沖(調(diào)寬脈沖)；(d)為功率放大器放大后的調(diào)寬脈沖；(e)為低通濾波后的放大信號。圖5 D類放大器的工作原理圖6 D類放大

6、器的工作波形示意圖2、D類功放各部分電路分析與計算 (1)脈寬調(diào)制器三角波產(chǎn)生電路。該電路我們采用滿幅運放TLC4502及高速精密電壓比較器LM311來實現(xiàn)(電路如圖7所示)。TLC4502不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實現(xiàn)，選擇150 kHz的載波，使用四階Bultterworth LC濾波器，輸出端對載頻的衰減大于60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為150 kHz。電路參數(shù)的計算：在5V單電源供電下，我們將運放5腳和比較器3腳的電

7、位用R8調(diào)整為2.5 V，同時設(shè)定輸出的對稱三角波幅度為1 V(Vp-p2V)。若選定R10為100 k，并忽略比較器高電平時R11上的壓降，則R9的求解過程如下： 取R9為39 k。圖7 三角波產(chǎn)生電路選定工作頻率為f=150 kHz，并設(shè)定R7+R6=20k，則電容C3的計算過程如下: 對電容的恒流充電或放電電流為則電容兩端最大電壓值為其中T1為半周期，T1=T/2=1/2。Vfc4的最大值為2V，則取C4=220 pF，R7=10k，R6采用20 k可調(diào)電位器。使振蕩頻率在150 kHz左右有較大的調(diào)整范圍。圖8 比較器電路比較器。選用LM311精密、高速比較器，電路如圖8所示，因供電為

8、5V單電源，為給V+=V-提供2.5V的靜態(tài)電位，取R12=R15，R13=R14，4個電阻均取10 k。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音頻信號的Vp-p不能大于2V，否則會使功放產(chǎn)生失真。 前置放大器電路如圖9所示。設(shè)置前置放大器，可使整個功放的增益從120連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為1W時，其8上的電壓Vp-p=8V，此時送給比較器音頻信號的Vp-p值應(yīng)為2V，則功放的最大增益約為4（實際上，功放的最大不失真功率要略大于1W，其電壓增益要略大于4）。因此必須對輸入的音頻信號進行前置放大，其增益應(yīng)大于5。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC45

9、02，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。選擇同相放大器的目的是容易實現(xiàn)輸入電阻Ri10k的要求。同時，采用滿幅運放可在降低電源電壓時仍能正常放大，取V+=Vcc/2=2.5V，要求輸入電阻Ri大于10k，故取R1=R2=51k，則Ri=51/2=25.5k，反饋電阻采用電位器R4，取R4=20k，反相端電阻R3取2.4k，則前 置放大器的最大增益Av為圖 9 前置放大器電路調(diào)整R4使其 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值Vom<2.5V，取V的音頻最大幅度Vim<(Vom/Av)=2/8=250mV。超過此幅度則輸出會產(chǎn)生削波失真。 驅(qū)動電路如圖10所示。器并聯(lián)運用以獲得較大的

10、電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補對稱式射極跟隨器驅(qū)4 .220 1 1 34 + = + = RR Av增益約為 8，則整個功放的電壓增益從 032 可調(diào)。 om=2.0V，則要求輸入 將 PWM 信號整形變換成互補對稱的輸出驅(qū)動信號，用 CD40106 施密特 觸發(fā)動的輸出管，保證了快速驅(qū)動。驅(qū)動電路晶體三極管選用2SC8050和2SA8550對管。 H橋互補對稱輸出電路對VMOSFET的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電小。因輸出功率稍大于1W，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動的對管，IRFD120和IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故

11、采用之。實際電路如圖11所示?；パaPWM開關(guān)驅(qū)動信號交替開啟Q5和Q8或Q6和Q7，分別經(jīng)兩個4階Butterworth濾波器濾波后推動喇叭工作。圖 10 驅(qū)動電路圖 11 H 橋互補對稱輸出及低通濾波電路 低通濾波器本電路采用4階Butterworth低通濾波器（如圖11)。對濾波器的要求是上限 頻率20 kHz，在通頻帶內(nèi)特性基本平坦。采用了電子工作臺(EWB)軟件進行仿真，從而得到了一組較佳的參數(shù)：L1=22H，L247H，C1=l.68H，C2=1H。19.95 kHz處下降2.464 dB，可保證20 kHz的上限頻率，且通帶內(nèi)曲線基本平坦；100 kHz、150 kHz處分別下降4

12、8 dB、62 dB，完全達到要求。四、系統(tǒng)測試及數(shù)據(jù)分析1、測試使用的儀器2、測試數(shù)據(jù)（1）最大不失真輸出功率測試數(shù)據(jù)如下表所示： 通頻帶的測量測試數(shù)據(jù)如下表所示由表看出通頻帶BW0.7fH20 kHz，滿足發(fā)揮部分的指標要求。 效率的測量測試數(shù)據(jù)如下表所示： 測量輸出功率200mW時的最低電源電壓測量結(jié)果：Vcc=4.12 V。3、測量結(jié)果分析功放的效率和最大不失真輸出功率與理論值還有一定差別，其原因有以下幾個方面： a功放部分電路存在的靜態(tài)損耗，包括PWM調(diào)制器、音頻前置放大電路、輸出驅(qū)動電路及橋輸出電路。這些電路在靜態(tài)時均具有一定的功率損耗，實測結(jié)果其 5V 電源的靜態(tài)總電流約為30 mA，即靜態(tài)功耗 P 損耗=5× =1 mW。那么這部分的損耗對總的效率影響很大，特別對小功率輸出時影響更大，這是影響效率提高的一個很重要的方面。b功放輸出電路的損耗，這部分的損耗對效率和最大不失真輸出功率均有影響。此外，H橋的互補激勵脈沖達不到理想同步，也會產(chǎn)生功率損耗。五、進一步改進的措施1、盡量設(shè)法減小靜態(tài)功耗盡量減小運放和比較器的靜態(tài)功耗。實測兩個比較器(LM311)的靜態(tài)電流約為 15 mA， 這部分損耗就占了靜態(tài)損耗的一半功率。這是由于在選擇器件時幾個方面不能完全兼顧所 致。若選擇同時滿足幾方面要求的器件，這部